采用低压晶体管，如何更好地进行高压电流检测？

专用集成电路的应用使电流监控变得越来越简单。各种电流监控集成电路随时买得到，而且多数情况下都工作得很好，还有各种仪表放大器也是如此。使用分立元件构建电流监控器似乎显得多余，然而在某些情况下，特别是在有现成的低压元件时，使用分立元件的电路来进行电流监控可能是最好的方法。

本设计实例中的电路用于监控伺服系统+180/−180V电源的两个电源轨中的电流。图1显示了用于监控负轨的电路相关部分。监控正轨的电路只需用PNP设备替换NPN即可。采用价格便宜的双晶体管和1％电阻来设置I_ref以及Re1和Re2可获得最佳效果。R_sense应为0.1％并且具有足够的额定功耗。

图1：负轨监控电路。

图1所示电路和所有类似拓扑结构的设计灵感均来自电流镜拓扑结构，以及Re2上的电流随R_sense上的电流、Rc1上的电压随R_sense上的电压线性变化的这个概念。

该电路的作用依赖于Re1和Re2。让I_ref相当小而Re2和Re1相当大，当Re2和Re1的值相等时，相对于R_sense上的电压，发射极的电压将增加。当负载在无负载和满负载之间变化时，这将反过来减小输出设备上V_ce的变化。

因此，审慎而明智地选择I_ref、Re1、Re2、Rc2和Rc1可以防止Q2进入饱和状态并且不会超过晶体管的最大工作电压。请记住，hoe=I（集电极）/V_{A（早期电压}）意味着减少Ic的变化也会减少β的变化，从而改善线性度。Rc是Rc1和Rc2之和，因此比率Rc1/Rc确定无负载时V_out−处的偏移。满载时R_sense上的电压决定了Re2和Rc1的电流变化，从而决定了V_out−的满量程输出。一旦I_ref值建立，就可以很容易计算出Rc和Rd上所需的无负载电压。通过使用发射极电阻，可以显著降低V_ce变化对Q2的β的影响，而且从仿真数据可以看出，β的变化对负载电流和输出电压之间相关性的影响相对较小。鉴于这些结果，采用类似于Wilson电流镜的配置似乎并没有必要。

图2和图3显示了用恒流源产生I_ref的替代解决方案。如果V_ss稳定且没有纹波，则可以省略恒流源发生器，并且可以通过设定Rd值来提供I_ref。

图2：用恒流源产生I_ref的替代解决方案。

图3：设置FET偏置，使启动时I_ref不会导致V_ce或V_ds超过最大值。

图4所示的电路反转了V_out-，消除了偏移，并将输出调整到所需范围，同时还可以过滤输出端出现的电源纹波或负载尖峰。若配以带有ADC的微控制器，则可以将电路简化为仅反转V_out-。

图4：反转V_out-消除了偏移，将输出调整到所需范围，并可以过滤输出端的电源纹波或负载尖峰。

如果满载时V_Re1至少比VR_sense大10倍，那么Q2将不会进入饱和状态，并且：

I_ref=I_Re1，无负载，即I_load=0，那么：

V_ccs是恒流源两端的电压，I_Re1约等于I_ref，V_be可以为0.6到0.65V：

V_ce是Q2上无负载时所需的最大电压。I_Re2约等于I_ref，那么：

V_out-无负载时所需的失调电压决定了Rc1的值：

由于I_(Rsense)=I_ref/10，因此可以估算满载时的I_Re2：

在最大负载电流下，V_out−的满量程值约为：

采用LTspice电路仿真软件产生图5、图6和图7的曲线，以显示电路工作期间的线性度、滤波效果以及V_ce和V_ds。负载电流从0增加到1安培，输出电压叠加在负载电流上。其结果与实际的电路性能非常接近。

由于负载电流尖峰值持续时间短，滤波防止了跳闸。隔离虽可能没有必要，但在设计高压电路时应始终予以考虑。

图5：将图4中25nF的电容C1去掉后的V_out。

图6：图4中加上25nF电容C1时的V_out。

图7：有源设备上的电压。

（原文刊登于ASPENCORE旗下EDN英文网站，参考链接：High-voltage current sensing with low-voltage transistors。）

本文转载自《电子技术设计》网站