高频谐振转换器设计中的同步整流器设计挑战

该系列的第一部分着重介绍了影响谐振转换器设计的关键寄生参数，以及元件的选择标准和变压器设计。这一部分将重点介绍谐振转换器中的同步整流器（SR）设计的注意事项。

谐振转换器的运作比脉宽调制转换器可能要复杂得多。以图1中的电感-电感-电容串联谐振转换器（LLC-SRC）为例，在给定负载条件下，以及给定开关频率（ f_sw）和串联谐振频率（f_r）的相对大小条件下，LLC-SRC一般会有四种工作状态。当f_sw < f_r时，在有源开关（Q₁或Q₂）关断之前，整流二极管中的电流为零。因此，在将金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）用作整流器（即SR）时，为了避免整流器电流反向流动，SR必须以小于50％的占空比关断。否则，过大的循环电流会损害转换器的效率。

图1：电感-电感-电容串联谐振转换器（LLC-SRC）可提供软开关的特性，支持高频工作。

图2：LLC-SRC在各种情况下的工作状态：重载且f_sw < f_r（a）；轻载且f_sw < f_r（b）；重载且f_sw > f_r（c）；轻载且f_sw > f_r（d），这些工作状态表示，如果要使用SR，则需要进行电流检测，以避免输出整流器上有反向电流。

当f_sw < f_r且有重载时，整流器的导电时间实际上为0.5/f_r。因此在f_sw < f_r时，在重载下可以将SR的导通时间限制在略小于0.5/f_r，而在轻载下则可以禁用SR ^[1]。但是这种开环的SR控制方法并不能提升转换器的效率。

另一种更可靠的方案是通过感测MOSFET的漏极-源极电压（V_DS）来实现SR控制^[2]（图3）。这种SR控制方法是将MOSFET 的V_DS与两个不同的电压阈值进行比较，比较结果将用于导通和关断MOSFET。一些较新型的V_DS感测SR控制器（例如德州仪器（TI）的UCC24624）甚至有三个电压阈值，第三个阈值用于激活一个比例栅极驱动器，从而用最小的延迟快速关断SR。图3：在不同的V_DS电平下，V_DS感测SR的导通和关断。

值得注意的是，电压阈值都是毫伏级别的，所以需要高精度的传感电路。因此，集成电路通常会被用来实现V_DS感测的方案，该电路包括了V_DS电平（通常小于200V）和f_sw限制范围（通常小于400kHz）。由于V_DS感测SR控制方案具有局限性，您将需要另一种SR控制方案来优化高压和高频谐振转换器中的SR传导。

另一种控制高频谐振转换器的方案是使用Rogowski线圈^[3]后接积分器和比较器。图4是该方案的框图，解释了如何在“电容-电感-电感-电感-电容串联谐振双有源桥式转换器（CLLLC-SRes-DAB）”上使用Rogowski线圈进行SR控制^[4]。Rogowski线圈是一个空心的线圈绕组，会被放置在变压器绕组上用于电流检测。当时变电流流过线圈时，电流产生的磁通量会在线圈上产生感应电压。感应电压与最初的时变电流之间将有90度的相位差。

图4：Rogowski线圈SR控制方案可在CLLLC-SRes-DAB转换器中实现精确的高频SR感测和控制。

在Rogowski线圈之后加一个积分器可以使感应电压与最初的时变电流同相甚至领先于时变电流。因此，可以将积分器输出电压过零点的时机设置的比时变电流过零点早一些，以此来适应可能出现的传播或控制延迟。积分器输出的放大信号随后将与给定的比较器阈值进行比较，由此产生的SR驱动信号将拥有近乎最佳的SR传导时间。将一个斜率检测逻辑电路插入控制电路中，可进一步优化不同负载条件下的SR传导时间。由于Rogowski线圈是通过磁通量感应电流的，因此没有电平的限制。并且Rogowski线圈使用的是空芯而不是磁芯材料，所以它的带宽非常高，且没有饱和极限；因此，与V_DS感应SR控制方案不同，即使在兆赫兹（MHz）级别的谐振转换器上，Rogowski线圈SR控制方案也没有频率限制的问题。

图5对此处提出的方法进行了详细说明。将图5中的时变电流定义为i(t)，并假设Rogowski线圈是垂直放置在变压器绕组上的，则可以使用公式1计算出Rogowski线圈绕组的输出电压，如下所示：

其中，A为Rogowski线圈上每匝的横截面积（假设Rogowski线圈上每匝的横截面积相同），N为Rogowski线圈上的匝数，l为Rogowski线圈环的周长， μ₀ = 4π ∙ 10^-7 H/m为磁导率常数。

图5：无源积分器使Rogowski线圈SR控制电路可以预测出电流过零点的时机。

假设在感测电路中使用的是理想运算放大器，公式2表示了Rogowski线圈输出v_{1_0}与无源积分器输出v_{2_0}之间的电压关系：

如下，解公式2中的微分方程：

其中a₀为常数，且：

为了更容易理解如何使用无源积分器和放大器来调整相位差，我们假设时变电流为纯正弦波，这会使Rogowski线圈的输出电压和积分器的输出均为纯正弦波。换句话说，假设v_{2_0} (t ) = a₁sin(ωt )，求解公式1和2可得i(t)的表达式，则公式2可被重写为公式3：

其中：

翻转Rogowski线圈的引脚排列，时变电流可被写为公式4：

通过改变R₁，R₂，C₁和f_sw (ω=2πf_sw)的值，并确保Rogowski线圈输出和积分器输入之间的正确连接极性，使公式3中Φ = −π/2成立，以及公式4中Φ = π/2成立，此时积分器输出v_{2_0} (t)可以与SR电流i(t)同相。此外，在实际应用中，您可以设置积分器的波形来使v_{2_0} (t)超前SR电流的相位。因此，即使当控制器和驱动器上分别有响应时间和传播延迟时，SR仍可确保在电流过零点时关断。

图6展示了感应电路的绕组电流测量值和增益放大器的输出电压。如您所见，若使电压过零点时的关断提前于实际感测电流，则可适应传播和控制上的延迟。

图6：通过使积分器输出端电流早于实际电流过零点，此SR电流测量对比展示了前瞻性的SR感应方案。

图7表示了当开关频率低于串联谐振频率时的完美SR关断时机。

图7：在300 kHz（a）和400 kHz（b）时，SR正好在电流过零点时关断。

在本系列的第三部分也是最后一部分中，我将讨论高频谐振转换器设计中的电压增益变化。

（参考原文：High-frequency resonant converter design considerations, Part 2）

责编：Amy Guan

参考文献：

1. J. Wang and B. Lu, “Open loop synchronous rectifier driver for LLC resonant converter,” in Proc. APEC, 2013, pp. 2048-2051.
2. UCC24624 dual-channel synchronous rectifier controller for LLC resonant converters, Texas Instruments 
3. M.H. Samimi, A. Mahari, M.A. Farahnakian and H. Mohseni, “The Rogowski Coil Principles and Applications: A Review,” IEEE Sensors Journal, vol. 15, pp. 651-658, 2015.
4. B. Zhao, Q. Song, W. Liu and Y. Sun, “Overview of Dual-Active-Bridge Isolated Bidirectional DC-DC Converter for High-Frequency-Link Power-Conversion System,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, pp. 4091-4106, 2014.