设计高频谐振转换器：元件选择及变压器设计

设计高频谐振转换器，要考虑的因素包括元件选择、遵从寄生参数的设计、同步整流器设计和电压增益设计。本文将重点介绍关键参数对于开关元件选择的影响，以及高频谐振转换器中变压器内部绕组电容的影响。

在过去的十年中，宽禁带（WBG）设备成功商业化，这让功率转换器能够以更高的频率工作，从而获得更高的功率密度。WBG器件刚刚开始应用在高性能电源中，尤其是碳化硅和氮化镓场效应晶体管（FET），这是因为在相同的击穿电压水平下，它们的输出电容（C_oss），栅极电荷（Q_g），导通电阻（R_DS（on））和反向恢复电荷（Q_rr）等参数都比硅或硅超结FET低，甚至为零。较低的R_DS（on）会减少传导损耗，而较低的Q_g可降低对驱动功率的要求（P_drive = V_drive Q_g F_sw ），其中V_drive为驱动电压，F_sw为FET的开关频率。除了Q_g和R_DS（on）之外，在选择高频转换器中的元件时，还需要考虑C_oss和Q_rr。

如图1所示，在电感-电感-电容串联谐振转换器（LLC-SRC）之类的谐振转换器中，谐振回路中的电流对FET的C_oss进行充电和放电（图2中的第一阶段），以此来实现零电压开关（ZVS）。 ZVS的意思是：在FET的栅极电压升高之前，其漏极-源极电压（V_DS）为零。因此，在相同的谐振回路电流水平下，较低的C_oss可实现更短的死区时间，并实现ZVS。较短的死区时间意味着初级谐振回路和FET能够具有更大的占空比和更低的均方根（RMS）电流，这表示转换器能够有更高的效率和更高的开关频率。

图1：电感-电感-电容串联谐振转换器（LLC-SRC）

为了实现ZVS，在某一时间段内，FET的体二极管需要一直有电流导通（图2中的第二阶段）。如果FET上有Q_rr并在体二极管仍在导电时再次导通，那么FET自身将产生反向电流用于Q_rr放电，这会引起硬开关现象和高电压应力，有可能损坏FET。 图2：LLC-SRC的开关转换

图3对LLC-SRC（图1）启动过程中的这种硬开关现象进行了说明。首先，当FET Q₂导通电流时，会增强电感电流I_PRI。随后，电流I_PRI在FET Q₁的通道和体二极管中导通。于是，在不允许电流反向流动的情况下，FET Q₂会再次导通。由于Q_rr的存在，FET Q₁会自生一个反向电流使Q_rr放电，从而导致高电压应力。

图3：Q_rr导致的硬开关现象

高频谐振转换器中的谐振回路阻抗通常都远低于低频谐振转换器中的阻抗。因此，高频谐振转换器中的启动涌流会更高。以图1中的LLC-SRC为例，当输出电压为零时（启动时的初始条件），Q₂首次导通时，唯一限制其启动电流的阻抗是L_r （LLC-SRC中的串联谐振电感）。高效和高频的谐振转换器设计（尤其是总线转换器的设计）往往通过最大程度降低L_r来提高效率。在相同的启动频率下，较低的L_r值会使启动电流更高，因此更容易受到Q_rr导致的硬开关现象的影响。所以在高频谐振转换器中使用的FET必须具有低Q_rr值。

利用WBG器件的上述优势，隔离式谐振转换器就可以在兆赫兹（MHz）范围内工作，这比传统的隔离式电源快5至10倍。在此“高频”域中，许多曾经在转换器设计过程中被认为是“可忽略”的参数就必须被再次考虑，例如变压器绕组间的电容。

在传统谐振转换器的设计过程中，设计人员必须确保在谐振回路中的储能高于FET C_oss中的储能，以便C_oss能够耗尽谐振回路中的储能，实现ZVS。以图1所示的LLC-SRC为例，公式1确保了这个不等式的有效性： 其中I_Lm是励磁电感L_m的峰值电流，V_in是LLC-SRC的输入电压。通过将电感的欧姆定律应用于L_m，可将公式1改写为公式2： 其中n = N_p：N_s1（假设N_s1 = N_s2）为变压器的匝数比，V_out为输出电压。

当谐振转换器设计需要较广的工作范围和较长的保持时间时，L_m通常要比公式2右侧的值小得多，从而使L_n = L_m / L_r的值较低（闭环LLC-SRC设计中，L_n值取4-10）。当谐振转换器设计（例如总线转换器）需要更高的转换效率时，则需要最大化L_m，用于降低初级RMS电流，从而降低传导损耗。在这种情况下，L_m值将约等于公式2右侧的值。然而公式2仅代表了理想条件下的理想变压器。在实际的变压器中，有许多参数都可能会影响C_oss的充放电能力。最关键的参数是绕组间电容。

图4展示了LLC-SRC开关转变期间的简化电路模型，假设C_r为电压源，I_Lm 为L_m上的电流，此电流用来放电C_eq（两个FET的C_oss和谐振电容C_r的串联电容）。如果没有变压器绕组内电容（C_TX），则所有I_Lm流向C_eq，公式2有效。然而如果存在C_TX，则一部分I_Lm必须流向C_TX才能改变变压器绕组的极性，于是C_oss的放电能力就会降低，并可能导致无法实现ZVS。因此，可以使初级绕组的各层之间，以及次级绕组的各层之间保持一定距离，以确保较低的C_TX。

图4：变压器绕组内电容的影响

确定L_m值的一个经验之法是取公式2计算出的L_m最大值的一半，因为通常在实际搭建变压器之前都很难预测C_TX值。在400V输入的转换器中，C_TX通常取22 pF - 100 pF。一旦确定了变压器结构，就可以在电路仿真中对C_TX进行建模，以确保预留出足够低的L_m。

在本系列的下一部分中，我将重点介绍高频谐振转换器设计中的同步整流器设计挑战。

（参考原文：High-frequency resonant converter design considerations, Part 1）

责编：Amy Guan