一位年轻应用工程师的高端电流检测实验经历分享

简介

只要问任何经验丰富的电气工程师——如我们故事里的教授Gureux——在MOSFET栅极前要放什么，你很可能会听到“一个约100 Ω的电阻。”虽然我们对这个问题的答案非常肯定，但人们仍然会问为什么，并且想知道具体的作用和电阻值。为了满足人们的这种好奇心，我们接下来将通过一个例子探讨这些问题。年轻的应用工程师Neubean想通过实验证明，为了获得稳定性，是不是真的必须把一个100 Ω的电阻放在MOSFET栅极前。拥有30年经验的应用工程师Gureux对他的实验进行了监督，并全程提供专家指导。

高端电流检测简介

图1.高端电流检测。

图1中的电路所示为一个典型的高端电流检测示例。负反馈试图在增益电阻RGAIN上强制施加电压V_SENSE。通过R_GAIN的电流流过P沟道MOSFET (PMOS)，进入电阻R_OUT，该电阻形成一个以地为基准的输出电压。总增益为

电阻R_OUT上的可选电容COUT的作用是对输出电压滤波。即使PMOS的漏极电流快速跟随检测到的电流，输出电压也会展现出单极点指数轨迹。

原理图中的电阻R_GATE将放大器与PMOS栅极隔开。其值是多少？经验丰富的Gureux可能会说：“当然是100 Ω！”

尝试多个Ω值

我们发现，我们的朋友Neubean，也是Gureux的学生，正在认真思考这个栅极电阻。Neubean在想，如果栅极和源极之间有足够的电容，或者栅极电阻足够大，则应该可以导致稳定性问题。一旦确定RGATE和CGATE相互会产生不利影响，则可以揭开100 Ω或者任何栅极电阻值成为合理答案的原因。

图2.高端电流检测仿真。

图2所示为用于凸显电路行为的LTspice仿真示例。Neubean通过仿真来展现稳定性问题，他认为，稳定性问题会随着RGATE的增大而出现。毕竟，来自R_GATE和C_GATE的极点应该会蚕食与开环关联的相位裕量。然而，令Neubean感到惊奇的是，在时域响应中，所有R_GATE值都未出现任何问题。

结果发现，电路并不简单

图3.从误差电压到源电压的频率响应。

在研究频率响应时，Neubean意识到，需要明确什么是开环响应。如果与单位负反馈结合，构成环路的正向路径会从差值开始，结束于结果负输入端。Neubean然后模拟了V_S/(V_P – V_S)或V_S/V_E，并将结果绘制成图。图3所示为该开环响应的频域图。在图3的波特图中，直流增益很小，并且交越时未发现相位裕量问题。事实上，从整体上看，这幅图显示非常怪异，因为交越频率小于0.001 Hz。

图4.高端检测电路功能框图。

将电路分解成控制系统的结果如图4所示。就像几乎所有电压反馈运算放大器一样， LTC2063具有高直流增益和单极点响应。该运算放大器放大误差信号，驱动PMOS栅极，使信号通过R_GATE – C_GATE滤波器。C_GATE和PMOS源一起连接至运算放大器的–IN输入端。RGAIN从该节点连接至低阻抗源。即使在图4中，可能看起来R_GATE – C_GATE滤波器应该会导致稳定性问题，尤其是在R_GATE比RGAIN大得多的情况下。毕竟，会直接影响系统R_GAIN电流的C_GATE电压滞后于运算放大器输出变化。

对于为什么R_GATE和C_GATE没有导致不稳定，Neubean提供了一种解释：“栅极源为固定电压，所以，R_GATE – C_GATE电路在这里是无关紧要的。你只需要按以下方式调整栅极和源即可。这是一个源极跟随器。”

经验更丰富的同事Gureux说：“实际上，不是这样的。只有当PMOS作为电路里的一个增益模块正常工作时，情况才是这样的。”

受此启发，Neubean思考了数学问题——要是能直接模拟PMOS源对PMOS栅极的响应，结果会怎样？换言之，V(V_S)/V(V_G)是什么？Neubean赶紧跑到白板前，写下了以下等式。

其中，

运算放大器增益为A，运算放大器极点为ωA。

Neubean立刻就发现了重要项gm。什么是gm？对于一个MOSFET，

看着图1中的电路，Neubean心头一亮。当通过RSENSE的电流为零时，通过PMOS的电流应该为零。当电流为零时，gm为零，因为PMOS实际上是关闭的，未被使用、无偏置且无增益。当gm = 0时，V_S/V_E为0，频率为0 Hz，V_S/V_G为0，频率为0 Hz，所以，根本没有增益，图3中的曲线图可能是有效的。

试图用LTC2063发现不稳定问题

带来这点启示，Neubean很快就用非零的I_SENSE尝试进行了一些仿真。

图5.非零检测电流条件下从误差电压到源电压的频率响应。

图5为条件下从VE到VS的响应增益/相位图，该线跨越0dB以上到0dB以下，看起来要正常得多。图5应该显示大约2 kHz时，100 Ω下有大量的PM，100 kΩ下PM较少，1 MΩ下甚至更少，但不会不稳定。

Neubean来到实验室，用高端检测电路LTC2063得到一个检测电流。他插入一个高R_GATE值，先是100 kΩ，然后是1 MΩ，希望能看到不稳定的行为，或者至少出现某类振铃。不幸的是，他都没有看到。

他尝试加大MOSFET里的漏极电流，先增加I_SENSE，然后使用较小的R_GAIN电阻值。结果仍然没能使电路出现不稳定问题。

他又回到了仿真，尝试用非零ISENSE测量相位裕量。即使在仿真条件下也很难，甚至不可能发现不稳定问题或者低相位裕度问题。

Neubean找到Gureux，问他为什么没能使电路变得不稳定。Gureux建议他研究一下具体的数字。Neubean已经对Gureux高深莫测的话习以为常，所以，他研究了R_GATE和栅极总电容形成的实际极点。在100 Ω和250 pF下，极点为6.4 MHz；在100 kΩ下，极点为6.4 kHz；在1 MΩ下，极点为640 Hz。LTC2063增益带宽积(GBP)为20 kHz。当LTC2063具有增益时，闭环交越频率可能轻松下滑至R_GATE– C_GATE 极点的任何作用以下。

是的，可能出现不稳定问题

意识到运算放大器动态范围需要延伸至R_GATE – C_GATE极点的范围以外，Neubean选择了一个更高增益带宽积的运放。LTC6255 5 V运算放大器可以直接加入电路，增益带宽积也比较高，为6.5 MHz。

Neubean急切地用电流、LTC6255、100 kΩ栅极电阻和300 mA检测电流进行了仿真。

然后，Neubean在仿真里添加了R_GATE。当R_GATE足够大时，一个额外的极点可能会使电路变得不稳定。

图6.有振铃的时域图。

图7.增加电流（V_E至V_S）后的正常波特图，相位裕量表现糟糕。

图6和图7显示的是在高R_GATE值条件下的仿真结果。当检测电流保持300 mA不变时，仿真会出现不稳定情况。

实验结果

为了了解电流是否会在检测非零电流时出现异常行为，Neubean用不同步进的负载电流和三个不同的R_GATE值对LTC6255进行了测试。在瞬时开关切入更多并行负载电阻的情况下，I_SENSE从60 mA的基数过度到较高值220 mA。这里没有零ISENSE测量值，因为我们已经证明，那种情况下的MOSFET增益太低。

实际上，图8最终表明，使用100 kΩ和1 MΩ电阻时，稳定性确实会受到影响。由于输出电压会受到严格滤波，所以，栅极电压就变成了振铃检测器。振铃表示相位裕量糟糕或为负值，振铃频率显示交越频率。

图8.R_GATE= 100 Ω，电流从低到高瞬态。

图9.R_GATE = 100 Ω，电流从高到低瞬态。

图10.R_GATE = 100 kΩ，电流从低到高瞬态。

图11.R_GATE = 100 kΩ，电流从高到低瞬态。

图12.R_GATE = 1 MΩ，电流从低到高瞬态。

图13.R_GATE= 1 MΩ，电流从高到低瞬态。

头脑风暴时间

Neubean意识到，虽然看到过许多高端集成电流检测电路，但不幸的是，工程师根本无力决定栅极电阻，因为这些都是集成在器件当中的。具体的例子有 AD8212, LTC6101, LTC6102,和LTC6104 高电压、高端电流检测器件。事实上，AD8212采用的是PNP晶体管而非PMOS FET。他告诉Gureux说：“真的没关系，因为现代器件已经解决了这个问题。”

好像早等着这一刻，教授几乎打断了Neubean的话，说道："我们假设，你要把极低电源电流与零漂移输入失调结合起来，比如安装在偏远地点的电池供电仪器。你可能会使用LTC2063或LTC2066 ，将其作为主放大器。或者你要通过470 Ω分流电阻测到低等级电流，并尽量准确、尽量减少噪声；那种情况下，你可能需要使用 ADA4528，该器件支持轨到轨输入。在这些情况下，你需要与MOSFET驱动电路打交道。"

所以 …

显然，只要栅极电阻过大，使高端电流检测电路变得不稳定是有可能的。Neubean向乐于助人的老师Gureux谈起了自己的发现。Gureux表示，事实上，RGATE确实有可能使电路变得不稳定，但开始时没能发现这种行为是因为问题的提法不正确。需要有增益，在当前电路中，被测信号需要是非零。

Gureux回答说：“肯定，当极点侵蚀交越处的相位裕量时，就会出现振铃。但是，你增加1 MΩ栅极电阻的行为是非常荒谬的，甚至100 kΩ也是疯狂的。记住，一种良好的做法是限制运算放大器的输出电流，防止其将栅极电容从一个供电轨转向另一个供电轨。”

Neubean表示赞同，“那么，我需要用到哪种电阻值？”

Gureux自信地答道：“100 Ω”。