我们研究了一些经典的运算放大器电路。这些电路中运用了负反馈，因此通常就可以使运算放大器工作在线性区域内。
但是，也可以将运算放大器用作比较器，从而使其以非线性方式工作。由于其输入受到硬驱动，因此其输出电压会对电源轨产生猛烈的冲击。如下文所示，这可能并不总是一种好的设计方法。
在线性应用中，可以对运算放大器做如下理想假设：无限增益和带宽、零输出阻抗、无限输入阻抗，以及输入之间为零伏。也可以将运算放大器以非线性方式使用，但有一些地方要特别注意和处理。
一种常见的配置是仅使用开环运算放大器（无反馈），从而让其高增益产生比较器工作。没有负反馈，两个输入就不一定保持相同的电压，因此上述第四点理想运算放大器假设也就无效。
图1显示了开环配置的运算放大器。当VIN大于零时，输出电压变高，并被限制在正电源电压附近。当输入电压变为负值时，运算放大器输出将摆动为负值，并再次被限制在负电源电压附近。这里假设运算放大器是由常规的正负电源电压供电。
图1：将运算放大器用作零阈值电压比较器。
上述比较器电路在零伏附近工作。图2在该电路中增加了一个电阻分压器，对反相输入端的电压进行设置，从而提供了一种控制比较器参考电压VREF的方法。
图2：带有电阻分压器的运放比较器，可对阈值电压进行设置。
图3显示了另一种常见的设计技术，即向比较器添加迟滞。在这种情况下，输入电压对运算放大器的反相输入进行驱动，VREF则连接至同相输入。R1-R2电阻分压器从输出VOUT产生VREF。当VIN降至VREF以下时，输出电压变高，从而导致VREF变成更高的电压。
图3：运放比较器电路通过正反馈来增加迟滞。
类似地，当VIN转换为高于VREF时，VOUT变为最大负输出电压，从而将VREF拉低。这种迟滞效应在输入信号上存在有任何噪声时，就可以防止其在过VREF转换时造成比较器工作反向。
图4中的多谐振荡器电路使用图3中的R1-R2迟滞电路以及RC定时电路来产生方波输出。实际上，它不是比较器电路。取而代之的是，它将运算放大器用作比较器来创建所需的输出波形。假设VOUT一开始为高电压，那么它就会通过R3为C充电。电容器电压就会增加，同时这个过程与时间常数R3-C保持一致。
图4：多谐振荡器电路添加RC定时电路以产生方波输出。
当电容器电压变得大于VREF时，输出电压将摆动至负电源电压。这将导致电容器电压被驱动为负，这个过程同样与时间常数R3-C保持一致。R1-R2分压器将在同相输入上提供一定的迟滞，从而使运放实现平稳过渡。欲知有关元件值如何确定多谐振荡器频率的详细信息，请参见参考文献4。
网上有很多关于这类非线性运放电路的文章。但是，当我查看一些IC供应商的网站时，我注意到他们强烈警告不要将运算放大器用作比较器[参考文献1和参考文献2]。其主要问题包括：
一些运算放大器的输入上有钳位二极管，因此会限制两个输入之间的最大电压。这可以通过精心设计或选择其他运算放大器来解决。
比较器应用会将运算放大器驱动到饱和状态。从饱和状态恢复过来可能很慢，而且通常没有指定。
大多数运算放大器的输出电压摆幅可能接近正负电源电压。这可能有所指定也可能没有，而且可能无法实现很好的控制。
与为该特定应用设计的“真实比较器”相比，运算放大器的开关时间趋于较慢。
运算放大器的输出通常不设置为对数字逻辑进行驱动，因此可能需要使用其他电路来对其进行调整。
想要将运放用作比较器的主要原因可能是，有时使用一个多运放器件，正好剩余了其中一个放大器。毕竟，它就在那里，可以免费使用。如果您决定采用这种方法，则需要对数据手册进行仔细研究，并评估实际电路性能是否井然有序。然后就是要确保运放电路具有相当大的内置裕量。
上述非线性运放工作的考虑因素，也可能有助于我们理解线性应用中可能出现的一些问题。是否有可能运放的输出被驱动到轨电压？如果是这样，恢复需要多长时间？这对电路的性能有影响吗？
因此，许多IC供应商都建议用户使用真实的比较器而不是运算放大器。毕竟，比较器就是设计用作比较器。它具有指定的开关特性和输出驱动，通常设置为用来驱动逻辑器件。有许多经济型器件可供选择。
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