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12V --> 5, 0.5A

考虑到USB 5V输出的保护问题，后面会在USB 5V输出端串一个可恢复保险丝，但是这个保险丝有压降，所以就需要做一个BUCK电路输出5V电压，这里采用的是分立元件搭建的 12V转5V的BUCK电路。

Buck伏秒平衡推导

由于前面已经把Boost伏秒平衡都推导过了一遍，那么Buck电路的思路其实也是一样，下面就把Buck的核心推导思路讲一遍。下面这幅图是Buck电路的拓扑结构，一起来分析一下。

如上图所示，当开关闭合on时，此时Vin给电感充电的同时，也在给电容和负载提供能量；当开关断开off时，此时电感放电，并且电感给电容充电的同时也在给负载提供能量。

我们知道，之所以输出电压Vo能达到平衡，是因为电感的充电电流=放电电流。那么，我们知道电感的电流与感量的关系：

电感充电时，Δt为ton；电感放电时，Δt为toff。

同样的，我们再来分别分析ton和toff期间，电感两端的电压。

电感量公式推导

PWM发生电路

根据上面的公式初步计算出匹配电阻和电容。通过计算可以知道，三角波的低阈值是3.371V，高阈值是7.014V，三角波的频率是59KHz。当然，由于电阻和电容的误差，特别是电容有20%的误差，最终要以实测为准。同时，根据上面的公式计算出来的电感量，选择100uH的感量。另外，这是在输出Io达到0.5A*0.5=0.25A的时候，电感工作进入BCM临界连续模式。由于Io=0.25A时，电感进入BCM模式，所以ΔI/2=0.125A。那么当输出Io=0.5A时，Ipk=Io+ΔI/2=0.625A（这里的公式会在后面详细给推导）。所以我们在电感选型时，可以选用稍大一点的100uH 1A的贴片功率电感。

同时，需要有一个欠压保护电路，低于7.8V时，MOS管驱动电路断电，从而保护MOS管。这是由于MOS管是高电平关断，所以如果这个高电平低于阈值时，会关不了，容易造成损坏。

电流环是带有自锁功能的，防止由于过流出现频繁开关的状态。基本原理就是，当电路出现过流时，采样电阻两端的电压使得Q7 管导通，从而使得Q8导通。然后左边的自锁电路由于Q8的C极是低电平，所以Q9就会导通；当Q9导通了之后，Q10的基极就会有电流，让Q10导通；Q10的导通把Q8的C极给钳位住了，同时也把比较器6脚的直流电平信号拉低，让比较器输出高，MOS管关断。只有重新断电再上电，电路才能复位，正常工作。

最终，12V转5V的BUCK完整电路如下图所示：

12V转5V的分立BUCK电路，由于输出电压只有5V，不能用N-MOS管+自举电容的方式来设计，所以，这里采用的是P-MOS管，但需要注意推挽的输出逻辑，当推挽输出高电平时，对应的是P-MOS管的关断。整体思路就是：用滞回比较器做一个三角波发生器，然后和直流电平相互比较产生方波，用这个方波驱动MOS管，当然中间需要加一个推挽来提高MOS管的驱动能力。

此BUCK电路也有TL431设计的精密的电压环，将输出电位控制在5V。TL431的K极接到比较器的直流电压端输入6脚，通过改变TL431的内阻，与R17进行分压，来实现6脚直流电平的调节，从而实现占空比的调节，让输出电压稳定在5V。

精密TL431工作原理

当VCC电源刚刚建立起来时，通过R17让TL431达到最小工作电流。

那么，随着输出电压逐步的升高，当电压上升到比如5.002V时，经过电阻分压后的电位是2.501V，也就是说误差放大器的输入端的压差是0.001V。假设TL431的误差放大倍数是1000倍，那么，压差经过放大后是1V，这个1V来驱动三极管的B极，让三极管CE导通。当然，误差放大器从0V到1V之间肯定有一个变化的过程，也就是说，随着误差放大器输出端的电位在0V~1V之间变化时，431内部三极管的CE内阻也在慢慢变小。

当431内部三极管CE内阻变小后，与R17电阻进行分压，使得比较器6脚的直流电平降低，减小占空比，从而实现输出电压的调节。

由于误差放大器的放大倍数很大，只要输出电压高于5V一丁点，就能让TL431内部等效阻抗减小，实现调节，稳定在5V。另外，这里需要注意的是，TL31的最小工作电流是1mA，在设计电路时，要保证TL431的最小工作电流至少在1mA。

在LDO电路中的C22电容是起到微分调节的作用。假设没有这颗电容，当负载突变的时候，比如说输出电压陡然减小，此时TL431的内阻也会随之陡然增大，比较器6脚的直流电平会快速升高，造成超调，让占空比增大的过快，继而输出电压会过大。如此往复周而复始，输出电压纹波就会很大。但是电路有由于有了C22微分调节电容的存在，当负载发生突变时，由于电容两端的电压不能突变，电容的电位会有一个缓慢的斜率，所以，TL431的内阻的变化不会那么激烈，起到微分调节的作用。（后面会专门针对硬件PID进行讲解）