模拟CMOS集成电路仿真设计基础(2):共漏跟随器

原创 硬件电路设计与研究 2021-08-18 18:40

共漏跟随器的特性仿真

下图是最基础的共漏射随器,



一、gmb、gmb、gmb/gm与Vsb


在Vgs=1.2v、Vds=2.8v不变时,扫描背栅-VB电压0--2v,得如下曲线:可见随VB电压越负

  1. gm、gmb、gmb/gm都在减小

  2. gmb/gm比值从0.26减小到0.115,与前述的典型比值0.25吻合

  3. 根据前述gmb公式,可见VB越负,VSB越大,gmb/gm比值越小,也是吻合的

  4. 那么为什么gm也在减小?因为在其他参数不变的情况下,VB越负,反型层下的耗近层越厚,沟道相对变薄,耗近层电荷越多,因而反型层电荷越小,造成反型层沟道的导电能力下降,源漏电流下降,简单说就是VB电压不同,会引起反型层和耗近层的电荷分配比例变化。在VGS不变时,VB越负,源漏电流越小,自然gm也下降了

  5. 虽然gm、gmb都在下降,但是gmb下降更快,因而gmb/gm也在下降


二、共漏跟随器


如前所述

如果gmb/gm取0.25,则放大倍数最大约为0.8,下面我们实际模型仿真看看:

上图跟随器的Rs=20k,其输出Av为:

低频时Av为0.758,高频时逐渐增加到0.82,符合我们的预期,问题是为啥出现一个响应抬升?抬升频率大约开始于2M附加?主要是Cgs电容会在高频时引入零点,导致输出在0.1倍零点频率时开始抬升输出信号,

考虑Cgs电容时,系统传递函数会引入零极点:

可见系统零点约等于单位增益带宽ft,我们知道在画幅频特性曲线时,一般可以认为一个零极点频率的0.1倍频率处,其开始明显影响曲线变化,现在2M时曲线开始变化,是不是意味着此零点在20M附近,即ft约等于20M?我们可以仿真看看:如下图所示,此时晶体管的ft是19.177M赫兹,符合预期。至于为啥如此低,主要是因为W、L和晶体管的工作电流设置原因。


三、以上是小信号交流情况,大信号时不同的VB有啥影响?

上图是扫描电路,下图为扫描参数:


如上扫描:VGS=1.5v--2.4v,VB=-2v --- 0v,按前述Av计算增益,得如下图:

  1. 相同VGS下,VB越负,Av越大,如前分析gm、gmb、gmb/gm可见,VB越负,gmb/gm越小,因而Av变大

  2. 在VB不变时,射随器的Av在大信号输入时并不是随VGS线性变换的,为了计算简单,忽略体效应,则

可见Vgs与VGS不是线性比例关系,自然Vout=VGS-Vgs也不是线性的关系。

我们可以看看其输入正弦波时的时域响应:

输入一个直流偏置2.2v,500mv幅度的1khz正弦波,

运行分析100ms,得时域波形如下:

是否有失真,时域波形比较难分辨,我们对其做8192点的FFT,结果如下:

得结果如下,可见直流、基波之外,还有比较明显的2次、3次谐波,其中2次谐波比基波小40db:

如果将直流偏置略微下降到1.8V,将交流信号幅度增加到800mv,其中2次谐波比基波小29db,说明大信号输入时,因为Av特性曲线的弯曲,会产生明显失真,即简单的nmos射随器,由于mos器件的严重非线性,其射随器输出并不能很好地线性跟随输入。


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