来源 | 电巢射频
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微波混合集成电路（hybrid modules）比较娇贵，比如SIP（system in package)、MCM、COP以及变频组件中微组装部分，平时调试以及查看电路时，手指不要触碰到金丝或者裸芯片，否则会碰断金丝，严重时会破坏芯片。作者附注：我们经常玩微组装的同事应该知道，微组装后的半成品一般放置在无尘的环境中，在调试时最好带静电腕带，穿防护服，带好口罩防止唾沫喷溅到芯片上。场效应晶体管的最小噪声系数随频率线性变化，直到 fmax。这个相关的规则来自约翰，他也提供了一个参考(谢谢!)最小噪音值随频率二次变化，直到最大值。一个FET的最小噪声系数（NFmin）随频率是线性变化的，直到Fmax。一个BJT的最小噪声系数则是随频率按平方关系变化，直到Fmax。读者附加说明：因此，根据项目成本和综合效果考虑，选择适用于工作频率且具有可接受的增益和噪声系数的BJT、JEFT 、HBT、HEMT和MESFET等。工作频率在6GHz 以下时，大多使用双极晶体管；工作频率在6GHz 以上时，大多选用场效应晶体管。而且，通常要求晶体管的截至频率大于或等于2-3 倍的工作频率。低噪声放大器则要求截止频率更高一些。在相同的基板介质材料和金属工艺条件下（说白了，就是环境以及电路板不变条件），分支线耦合器的损耗随频率的平方根减小。原因之一是存在qufu效应。作者附注：不知道大家读了这句话有啥体会没有，是不是觉得学了趋效应后没有把思路展开。我们只是知道存在趋肤效应，所以在微带线设计时考虑不同频率的镀层厚度要求。当然了，如果你学会统计，不同电路有不同的规律，一旦掌握了这个规律，再次设计时就会有相应的参考。比如分支线耦合器，如果知道存在趋肤效应公式，趋肤深度公式为d=k*66.1/f^0.5(mm)，分支线耦合器主路可以近似认为微带线考虑，其损耗主要由介质损耗和导体损耗组成。工作在10GHz以下时，微带线的导体损耗比介质损耗大得多，导体损耗可近似为R0/2Z0。R0和趋肤深度成反比，随着频率的升高，趋肤深度越小，R0越大，因此，微带线损耗和趋肤深度成平方根变化。我认为老外说的这句话是有条件的，可能作者没有考虑到频率，如果频率超过10GHz，那么不会随频率成平方根变化关系。所以，老外说的话不一定靠谱。如果使用1/2盎司或者更厚的铜板，不必担心qufu深度问题，条件是工作频率不低于200MHz。如果在微波频段下工作，比1/2盎司更厚的铜皮并不会减小损耗，因为你可以达到最大的表面电导率。但是如果你正在研究高功率，高电流的固态放大器的偏置电路，那么加入更多的铜可以减少损耗，因为所有的铜都用于传导。“趋肤深度问题”是指你没有达到至少三(最好是五)趋肤深度，所以你没有尽最大努力减少损失。作者附注：还是要注意频率、功率、温度和qufu深度的关系。像微波辐射这样的电磁能量在自由空间中以每纳秒一英尺的速度传播。在聚四氟乙烯绝缘同轴电缆中，它在1.5纳秒内移动1英尺。在波导中，速度是频率的函数，由于色散。在输出端测量时，放大器的三阶截距点通常比它的1dB压缩点高10 dB，这相当于在输入端测量时高出9dB。但也有例外，最新的phemt设备的toi通常比你预期的要高，所以如果你的放大器开始压缩大约20 dbm (out)，那么toi可能是大约30 dbm。如果另一只放大器还能（在某种程度上）工作，那么用在功放输出端的正交耦合器（例如Lange）中的隔离电阻要能承受25%的总功率。否则已调配混合电路（Hybrid）总功率的10%，或者功放总功率的5%都会落在MMIC功放芯片上。对于给定的开关臂设计，单刀双掷开关（SPDT）会比一个类似的单刀单掷开关（SPST）的隔离度高6dB，条件是开关的“直通”臂接匹配负载。对于直径1mil的金丝，寄生的电感量约等于其长度，长度40mil的键合线电感量约为1nH。“集总元件” 在其最大使用频率下任何结构的特征都不能超过1/10的波长。微带板的厚度在其最大工作频率下不应超过1/10的波长，否则会失效。你怎么知道看一下就知道波导管的编号涵义？Wr 数字代表宽边的尺寸，除以10，单位是mil。
作者附注：中 华 人 民 共 和 国 国 家 标 准空 心 金 属 波 导 名词术语 按GB2 900.1《 电工名词术语基本名词术语》的规定。J— 普通矩形；
B— 扁矩形；
Z—中等扁矩形；
F— 方形；
Y— 圆形。
c．一个表征特定波导规格的数字。该数字表示波导的频率特性，并以10OMHz的倍数近似地表示主模频率范围的几何平均频率。例如：BJ 1 00表示一种22.86 0mmX 1 0.16 0mm，主模的中心频率约为10GHz的普通矩形波导。要记住矩形波导中哪个是 E 面，哪个是 H 面，一个很好的方法就是当你弯曲它的时候，E面“容易弯曲” ，而H 面“很难弯曲”。对于硅或硅锗，110摄氏度是可靠工作的最高结温(MTTF=1000,000)。除了硅工艺 ldmos，它可以运行高达175摄氏度，800年。GaAsFET (或 HEMT)沟道温度不应超过150 ℃，以便长期可靠运行。对于氮化镓 HEMT (GaN)来说，175 ℃是最大沟通温度的一个很好的规律。为了消除杂散模式，在最大工作频率下，封装的宽度一般不应超过自由空间中波长的一半。作者附注：结构工程师的事情，和射频设计师啥关系啊，但是一般结构工程师可能不知道，所以还是要射频设计师来推动结构工程师来进行本征模式仿真。老外终于用了”一般“两个字，有时候腔振现象不仅仅是本征特性，当射频能量较高或者链路增益较高（腔体没有有效增益分段隔离）时，各个模式的腔振现象时有发生。对于微带线和带状线曲线，在 x 波段及以下使用最小半径为三线宽度。在更高的频率，使用最小半径为五线宽度。更好的是，用最佳斜面而不是曲面。脉冲信号10% 到90% 的上升时间，以纳秒为单位，大约等于0.35除以网络带宽，以 GHz 为单位。如果你试图使用四分之一波长枝节实现射频短路，使用低阻抗线，或更好的是，使用扇状枝节。作者批注：这句话应用的是四分之一波长微带线匹配理论，根据Zin=Z0×[ZL+ Z0*j*tg(2π/λ×L)]/ [Z0+ ZL*j*tg(2π/λ×L)]将L=1/4λ,ZL=0(电容阻抗近似等于0)，得Zin=Z0×j*tg（1/2×λ）=无穷大，所以可以对射频信号来说就过不去，还可以做阻抗变换器 Zin =Z0的平方/ZL。由于相长干涉，两个相同错配的单个回波损耗比两个错配的最坏情况下观测到的回波损耗一起测量的单个回波损耗好6分贝。作者批注：什么是相长干涉呢？接收信号是两个频率为f的电波的叠加，其相位差为θ，当θ为2π的整数倍时，两个电波相长叠加，接收信号增强。所以称两个电波相长干涉。进一步说明，相长干涉一般可以写成exp(-ikx)+exp(-ikx)相消干涉可以写成exp(-ikx)+exp(-ikx+pi)驻波可以写成exp(-ikx)+exp(ikx)物理含义上，相长干涉可以认为两个一样的波向着同一个方向传播。两个相似的失配可以通过把它们间隔大约1/4（或许3/4）波长放置就可以彼此抵消。这条规则通常被用于PIN二极管开关和限幅器设计中。注意一点，容性并联的VSWR只需要略小于1/4波长就可以相抵消，而感性并联的失配则需要略大于1/4波长。想要正确记忆Ku/K/Ka雷达波段的顺序吗？K是中间频段（18-27GHz），而Ku波段频率更低（K-‘以下’），Ka波段频率更高（K-‘以上’）。如果芯片衰减器用导电胶装配在诸如 duroid 或 FR-4之类的电路板上，那么至少可以通过1/16W功率; 如果用导电环氧树脂安装在金属上，那么可以通过1/4W; 如果用焊料安装在金属散热器上，那么可以通过1/2W。对于10分贝的衰减(90%功耗) ，输入电阻要承受最大输入功率的1/2。对于一个20分贝的衰减(99% 功耗) ，承受最大输入功率的80% 。对于较高的衰减值，输入电阻承受全部射频输入功率。设计波导开缝时，告诉你的机械工程师一定沿着H面进行开缝。如果沿着E面开缝，自找麻烦，因为波导需要从这个接缝处导射频电流，导致很高的损耗和很差的VSWR。对于 n 路电阻器功率分配器，分配效率为(1/n) ^ 2。比较一下无损功率分配器，分配效率为(1/n)，你会发现电阻分配器极其低效(而且随着增加的支路越来越多而变得越来越糟) ，但是对于一些应用来说，它们提供了一个廉价的宽带解决方案。对于阻抗匹配放大器，只要它的 s21和 s12的比值至少低20分贝，它在一个端口上看到的阻抗匹配不会影响它在另外一个端口上提供的阻抗匹配，示例: 您正在设计一个接收器，其中混频器在IF 端口有一个非常糟糕的匹配，比如3:1 VSWR，或 -6 dB回波损耗。混频器之后是 GaAs HBT 放大器，其中 S21(增益)为23分贝，S12(反向隔离)为 -25分贝。你有麻烦了，因为信号往返通过放大器只有 -2dB的差值，所以你的接收器，输出匹配将只有比3:1匹配的混频器好2dB，或 -8dB回波损耗。混频器RF输入的P1dB压缩点一般比LO驱动功率低6dB。但我们也见过一些P1dB比LO功率低10dB～0dB的例子，因此建议参考混频器手册。固定栅压偏置的MESFET或PHEMT放大器增益的温度系数一般是-0.007dB/℃/级。自偏置式的放大器增益温度系数要低得多（增益随温度变化小得多）。介电常数最大的电容材料，通常随温度的变化也最大。当涉及到电容器材料，具有最高的介电常数的材料随温度变化最恶劣。如果你忘记在接收器的设计中加入镜频抑制，那么噪声系数可能增加3dB。大约20dB的镜频抑制就能消除几乎全部的折叠噪声。使用微波功率计测量高功率时，将你的直线型同轴衰减器按照最靠近功率源为3dB、6dB……的顺序级联，这样各衰减器发热最少，而且一定要仔细检查拧到功率源上每一级衰减器的输出功率！如果你的天线和同轴电缆没有被雷击或者物理损坏，那么使用频谱分析仪来检查你的发射机的输出。也许你看到的是劣质发射机的谐波，而不是劣质同轴电缆或天线。 一个滤波器的群时延几乎跟其阶数是成正比的，与滤波器的带宽成反比（带宽小的滤波器群时延更大）。该“推论”来自于Chip（人名），我们还没时间仔细检验：通带边沿处的插入损耗等于通带中心处的插入损耗乘以通带边沿处的群时延与通带中心处的群时延的比值（即插入损耗与信号在滤波器中的时长成正比）。共面波导（CPW）的有效介电常数其实就是基板介质与真空介电常数的平均值，例如GaAs的Er=12.9，那么CPW的有效介电常数就是(12.9+1)/2=6.95。混频器的噪声系数约等于其变频损耗，或许还稍微小一点。一个变频损耗为-6dB的混频器噪声系数可能是5.5dB。应该在推荐的LO驱动功率下测量混频器三个端口的回波损耗，否则结果会很差。为了最佳的LO-IF端口隔离度，一定要从RF巴伦抽头作为IF输出，而不是LO巴伦。这样的话LO抑制应该能好20dB。特定面积天线的波束宽度与波长成正比，因此40GHz信号可以聚束到10GHz信号对应波束宽度的1/4。微带或者带状线定向耦合器的耦合端口是最靠近输入端口的那个，因为它是反向耦合器。波导宽边定向耦合器的耦合端口则是最靠近输出端口的那一个，因为它是正向耦合器。这是一条“仅供参考”的经验法则，因为没有任何支撑数据：对于有限地平面的微带线，地平面的宽度至少需要五倍的介质厚度或者五倍的微带线宽取大者。通过测量S参数来计算群时延，应将频率间隔设置为相邻频点S21的相位差约10deg，如果相差小于10deg可能导致测量结果容易跳动，而如果相差大于10deg则可能导致忽略掉群时延平坦度中隐含的一些真实问题。若你要问怎么计算频率间隔，很抱歉得等我们想个公式出来……如果将开关元件的性能系数除以10（性能系数FOM=(1/(2pi*Ron*Coff)），你就得到了该元件能用于作为开关的最高工作频率。因此MESFET开关最高能工作到大约26GHz，PHEMT开关大约工作到40GHz，PIN二极管开关可以工作到约180GHz。 数方块数来计算蛇形弯折电阻的阻值时，每个拐角应算作1/2个方块。开关的隔离度通常都是受限于封装的隔离度，如果你设计一个60dB的开关，你应该仔细考虑如何封装！线性无源器件的噪声系数等于其损耗，以dB来计算，NF=S21(dB)。损耗为1dB的器件噪声系数就是1dB。其实还有更多需要考虑的因素！上面的论述当且仅当该线性无源器件在室温条件下才成立。你最好用噪声温度来分析这个问题。如果你的LNA或者接收机有20dB增益，那么后级贡献的噪声系数就很小了（除非后级的噪声系数大到可怕！）只要20dB的镜像抑制基本上就可以忽略掉镜像折叠噪声。最坏情况下镜像折叠噪声会导致接收机噪声系数恶化3dB。带状线两侧边沿被金属覆盖的最小宽度为5倍线宽时，才能以“常规”闭合形式的方程来计算阻抗。矩形波导的可接受的工作极限（大约）在下截止频率的125％和189％之间。因此，对于WR-90，截止频率为6.557 GHz，可接受的工作频带为8.2至12.4 GHz。对于给定的频率，波导每单位长度的损耗最低。同轴电缆的损耗将大约高出10倍（以dB为单位）。MMIC（微带线或共面波导）上的传输线损耗比同轴电缆差约10倍，或者是波导的100倍（但传输线的长度确实很小！）带状线通常取决于其几何形状，其损耗略高于同轴 。每当弯曲传输线时，要建模传输线的长度，您只需忽略弯曲所增加的额外长度。我们会说这只是一个近似值，如果线的有效长度对于设计成功至关重要，那么最好在Sonnet中对其进行仿真！如果您使用的半径大于线宽的三倍，则传输线的阻抗特性与直线段几乎无法区分。同轴电缆的阻抗不是中心导体的偏心率的强相关函数。您可以偏离50％，阻抗只会降低10％左右！请记住，只有中心导体偏离中心时阻抗才能减小，它永远不会增大！设计同轴结构时，您永远都不会完全同心。因此，始终将同轴结构设计为具有3-6％的较高阻抗，最终将获得更好的匹配。Wilkinson的隔离度比源的回波损耗在其公共端口处的匹配要好6 dB。57. 威尔金森分流端口的回波损耗并不比威尔金森在其总端口看到的回波损耗更好。脉冲方式功率放大器的可接受电压降为5％，这将使功率下降类似的量（5％，或大约四分之一dB）。因此，对于工作在8伏特的PHEMT放大器，允许的电压降为0.4伏特。计算电荷存储电容时，请使用此规则！对于微带线，您可以通过将电介质厚度加倍来将金属损耗（大约）减半。铺设微带板的顶层时，我们许多人都会进行地面填充。问题是距微带线的距离有多近，特别是因为自动执行地面填充功能。答案是保持> 3W。这样可以确保最小的附加损耗和对线路阻抗的影响。不同的损耗类型和频率的关系上具有不同的模型。 金属损耗与平方根频率成正比。 介电损耗与频率成正比。 电介质导体在整个频率上是恒定的。作者批注：所以在某一条有一段话不太严谨，可能老外在这段文字里做了补充。考虑到由于电介质传导率引起的传输线损耗时，如果电介质的电阻率大于10,000欧姆-厘米，则可忽略不计！这几乎排除了除硅之外的所有基板，硅的范围可以从1 Ohm-cm（损耗较大）到10,000 Ohm-cm（非常昂贵的浮区硅）。PTFE是1E18欧姆每厘米！让我们称其为建议的经验法则（您的意见不胜感激！）如果每个波长的损耗小于0.1 dB，则传输线（同轴电缆，微带CPW，带状线而不是波导）可被视为低损耗。波导通常将比该基准好10倍。作者批注：按照每个波长的损耗小于0.1dB来衡量传输线的效果未免太笼统，还是和频率、材料、介质厚度、表面光滑度、工艺等有关系。而且，在频率10GHz时，每个波长的损耗预计0.5dB，不太可能做到损耗0.1dB。对于带状线和微带线，当特性阻抗减小时，衰减系数始终会减小。几乎成比例；如果您可以使用25欧姆而不是50欧姆的传输线，则可以将损失减少近一半！这是与同轴电缆不同的结果，同轴电缆在衰减/阻抗曲线上有一个最佳点（空气同轴电缆为77欧姆，填充PTFE的为52欧姆）。作者批注：这句话有意思。我们可不可以故意把微带线做宽，然后到终端再匹配到合适的值呢？您可以预期的两通道接收器的典型隔离度约为25 dB。对于双通道MMIC，期望不超过30 dB。作者批注：此话针对MMIC。这条规则来自Cheryl ...如果您不想担心模块的金属盖会改变您设计的微带电路的阻抗，请确保其最小高度为基板厚度的5倍，最小为最大线宽的5倍，以较大者为准。当固态放大器被脉冲持续100微秒或更长时间（“长”脉冲）时，它会达到准稳态结或通道温度，因此对于热和可靠性分析，这种情况可以认为与连续波相同 。在相同的工作条件下，要获得脉冲操作的可靠性，您需要使用10 us或更小的脉冲（“短”脉冲）进行操作。HBT唯一擅长的是便宜且VCO的相位噪声低，而较短的栅极长度pHEMT在所有其他方面都更好。表面粗糙度对微带线的影响是由于导体损耗导致的衰减逐渐增大。如果RMS粗糙度约为趋肤深度的一倍，则导体衰减（alpha-c）会增加60％。如果表面粗糙度远大于一个趋肤深度，则增加幅度为100％（理想损耗的2倍）。威尔金森功率分配器中需要多少个部分？用中心频率除以最低频率即可得到答案。因此，对于2-18 GHz，规划五个部分。作者批注：一般一个倍频程增加一级，2-18GHz3个倍频程还多出来2GHz，则需要5个部分。老外这个结论是经验呢还是理论推导呢？我暂不按照他的想法来，还是按照倍频程的思路比较有自信一点。两路威尔金森（Wilkinson）功率分配器，在隔离电阻中最坏情况下的功率耗散可以很容易地从两个支路的回波损耗中计算出来（不需要谐波平衡）。 假设两个支路看到的不匹配情况是2：1，则有11％的功率会反射回来，在最坏的情况下，所有功率都被消耗在隔离电阻中。2：1 VSWR为-9.54 dB回波损耗，而10 ^（-9.54 / 10）为11％。但是，仅当失配发生180度异相时才会发生这种情况（如果它们是同相的，反射功率将返回到Wilkinson输入）。极端地讲，如果负载为0 dB回波损耗，并且异相180度（如开路和短路），则威尔金森功分器的全部入射功率将消耗在隔离电阻器（威尔金森的输入端口呈现匹配状态！）－ The End －
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