当只有一个节点正在传输比特时，CAN FD 协议引入了在数据阶段使用的第二比特率。网络中的所有其他节点都是接收器。这意味着不需要同步。数据阶段的位时间设置类似于仲裁阶段，用户需要配置Tq、SYNC 段和采样点。ISO 11898-1: 2015 仅提供位时间设置的框架，例如在所有节点中使用相同的振荡器频率。为了使量化误差尽可能小，建议对两种比特率使用相等的时间量程长度。ISO 11898-1 包含一些公式，用于计算给定数据相位比特率下允许的最大振荡器频率容差。当数据相位比特率和仲裁比特率的比率较低（例如 6:1）时，经典 CAN 振荡器容限就足够了。对于更高的比率，需要使用参考公式计算误差。
此外还有一些其他额外的收发器参数需要考虑。 跟网络拓扑和收发器特性引起的位宽变化是相关的。位宽变化受CAN 控制器（通常集成在微控制器中）和 CAN 收发器之间的接口、CAN 收发器本身（发送和接收的不对称性）以及取决于所选网络拓扑和所选组件（例如电缆和连接器等）阻抗等影响。
ISO 11898-2标准2016版(合并了原有的ISO 11898-2、-5和-6标准)规定了收发器特性。这里有三个新的参数:TXD-RXD的环路延迟、TX延迟和RX延迟。图1为TJA1045收发器循环延时对称时序图(tPD(TXD-RXD)为TXD发送显性上升/下降沿到总线并且反馈到RXD的延时,称之为环路延迟)。TX延时和RX延迟的对称性对于发射节点是很重要的，其中隐性到显性边缘测量为 30%，显性到隐性边缘测量为 70%。最关键的情况是五个显性位后的隐性位，如果收发器是非对称的，则隐性位时间相对于标称位时间缩短或扩展。因此，ISO 11898-2:20 06标准指定了隐性位的最小值和最大值，如图2所示。给出了总线(CAN_H和CAN_L)上的网络负载60 Ω和100 pF的值。
图2 环路延迟对称性（来源：ISO 11898-2-2016）
标准中允许发送端电源电压、网络负载和温度引起的这种不对称。从发送端来看，需要将下降沿和上升沿的转换率控制在给定比特率下可能的最低值。 图3显示了 ISO 11898-2：2016 中针对 60 Ω 和 100 pF 总线（CAN_H 和 CAN_L）上的网络负载的指定值。
图3 收发器Tx延迟（来源ISO 11898-2-2016）
收发器RX延迟取决于产品差异、温度变化、接收器阈值、电源电压变化和压摆率。图4中给出RX延时的计算值。ΔtRec (min) 值缩短了隐性位长，而 ΔtRec (max) 值延长了隐性位长。
图4 收发器RX延时（来源ISO 11898-2-2016）
图5显示了发送节点的 TxD 信号、总线差分电压和接收节点 RxD 引脚上可能的隐性位持续时间之间的影响。
图5 接收节点RxD引脚上升边的抖动
除了使用符合 ISO 11898-2: 2016 的 CAN 收发器外，CiA 601-1 规范还提供了有关 CAN FD 可连接电子控制单元 (ECU) 设计的进一步提示和评论。图 6展示了一个典型的通信网络，其中包含一个发送节点、一个接收节点和其间的线路。RxD 信号在接收节点上的对称性由发送和接收节点的对称性能来定义。为了保证网络中两个或多个节点之间的稳健通信，发送节点的收发器 Tx 延迟对称性和接收节点的收发器 Rx 延迟对称性必须非常准确。环路延迟对称性不能完全涵盖这一点。可能是网络中的一个 ECU 的收发器，其中包含一个非常对称的发送端和一个不对称的接收端，来自其他供应商的收发器的行为可能反之。因此，在 CiA 601-1 中为发送端和接收端对称性定义了附加参数。
图6 CAN FD网络中的重要延迟（来源：CiA 601-1）
图7给出了接收节点看到的隐性位长度的结果最小值和最大值。它们适用于 60-Ω 和 100-pF 总线负载。文档的这一部分未考虑以下影响，但在 CiA 601-4 规范（尚未发布）中考虑：网络本身的行为，例如显性到隐性转换的振铃或附加传播延迟，以及时钟容差。
图7 接收节点RxD引脚的隐性位时间（来源：CiA 601-1）
数据段的采样点与仲裁段的采样点没有关系。该设置取决于传输节点延迟 (TD)。TD 是从 CAN 控制器的发送触发器 (FF) 到其接收触发器的延迟。这意味着当 CAN 控制器发送一个位时，该位在 TD 之后出现在 CAN 控制器的输入端。此 TD 是以下延迟的总和：
1、从CAN控制器Tx-FF输出到TxD微控制器端口的传播延迟；
2、TxD微控制器端口到TxD收发端口的传播延迟；
3、收发环路延迟TxD到RxD；
4、RxD收发器端口到RxD微控制器端口的传播延迟；
5、从RxD微控制器端口到CAN控制器Rx-FF输出的传播延迟；
6、电流隔离设备的传播延迟（如果可用）。
如果在收发器和微控制器之间的接口上有任何额外的元件，则延迟会增加。在较高的比特率下，发送节点应补偿TD，以便能够将其发送的比特与CAN网络上的当前比特进行比较。发送节点中允许补偿TD的特性称为发送节点延迟补偿(TDC)。TD不影响接收节点。
在收发器的RxD引脚上观察到的隐性到显性边相当稳定，但显性到隐性边可以移位。CAN收发器与CAN控制器之间的器件对边缘稳定性的影响较小。因此，TD的测量是在隐性到显性边缘进行的。在TDC功能被启用的情况下，一个CAN控制器作为发送节点，基于从FDF位到RES位的隐性到显性边缘测量TD。它在每个使用比特率交换的FD帧内执行一次测量。CAN控制器在二次采样点(SSP)比较其发送位和接收位。
图8展示了有和没有 TDC 的示例隐性位的采样。如果 TD 没有得到补偿，发送节点会认为是位错误，因为它检测到显性位电平而不是隐性位电平。如果启用 TDC，它会检测正确的位状态（隐性）。相位裕度（位的彩色部分）由多种影响引起：量化误差、振荡器容差引起的移位、上述物理层组件引起的位不对称以及总线上振铃引起的 RX 信号不稳定通过阻抗不匹配。前两种效应取决于比特率，而另外两种效应不依赖于比特率。
图8 在发送节点对隐性位进行采样（仅在TDC下工作）
位不对称不仅是由收发器引起的，而且也是由所有其他物理层组件引起的。这还包括CAN-FD控制器中的状态机与收发机之间交换的信号。它们受到控制器芯片的输入/输出开关焊盘和PCB（印刷电路板）电容的影响。对于发送节点和接收节点，这方面的典型值为10ns。此外，所选择的拓扑可能导致比特不对称，这不包括在收发机不对称值中。
如果采样点在相位裕度内，则必须使用 ISO 11898-1: 2015 中定义的二次采样点 (SSP)。建议配置 SSP，使其位于剩余位的中间（这是相位裕度 A 之后和相位裕度 B 之前的时间）。
另一个关键点是总线上的反射。它可以通过使用带有非常短的支线（菊花链）的总线拓扑来减少，或者是专用电路也可以减少反射。一种选择是 CiA 601-4 [3] 中提出的反射抑制电路 (RSC)。RSC 动态调整网络总阻抗。它降低了配置时间内的阻抗。最关键的节点需要配备这样的电路。RSC可以集成在CAN收发器芯片中。
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