注意！不要被电压基准长期漂移和迟滞所蒙蔽

现今，一些制造商正在吹嘘那些基于加速高温测试的长期漂移规格。这是一个制造的谎言！长期漂移不可从加速髙温测试来推断。确定长期漂移的唯一途径是在所关心的时间间隔内对其进行测量。这种错误技术的运用会得出盲目乐观的数值，而且它采用了阿列里乌斯方程(Arrhenius Equation)从温升读数推导出一个加速因子。该方程是：

式中：

Ea =激活能 (假设为 0.7)

K =玻尔兹曼常数 (Boltzmann's Constant)

T2 =以 Kelvin 为单位的测试条件 

T1 =以 Kelvin 为单位的使用条件温度

为了表明这种技术是多么的荒谬，我们来把这种计算与 LT1461 的实际数据做一比较。30°C 和 130°C 条件下的 1000 小时长期漂移典型值分别为 60ppm 和 120ppm。由阿列里乌斯方程得出的加速因子为 767，而在30°C 条件下所预计得出的“假”长期漂移为 0.156ppm/ 1000小时。对于一个2.5V基准，这相对于在1000小时后的 0.39pV漂移。如果峰至峰输出噪声大于这数值，则很难确定(无法读取）。实际上，其中一个现有最佳实验室基准具有每月1.5μV的长期漂移。这种性能只有在采用特有加热技术的情况下由最好的亚表齐纳基准(如LTZ1000)获得。

竞争的基准测量结果比其声称的指标差500倍

长期漂移数据是利用焊接在PC板上的元件这一近似“现实”的应用而获得。这些电路板事先未做处理。它们被放置在一个Ta = 30°C的恒温炉内，其输出被定期扫描并用一个8.5位DVM进行测量。图1和图2分别示出了 LT1461S8-2.5 和 SOT-23封装的LT1790S6- 2.5典型长期漂移。

图1 : LT1461S8-2.5V的长期漂移

图2 : LT1790SOT23-2.5V的长期漂移

最初每小时读取一次数据，这时发 生的变化最大；但几百个小时之后，频率降低以减少众多的数据点。图3示出了一个竞争基准的长期漂移，其数据表中格定的长期漂移为0.2ppm/kHr。测量数据显示该基准具有60ppm/kHr和150ppm/kHr之间的漂移，也就是说，比它声称的规格差了 300至750倍。

图3 : XXX291S8-2.5V的长期漂移

基准被焊接到电路板之后，对PC板进行预处理可减小长期漂移。在25 °C或高温条件下对PC板进行操作使初始漂移得以稳定。PC板的这种“老化”处理消除了出现在最初几百个小时操作中的输出漂移。输出电压的后续变化一般是对数的，而且1000小时后的变化往往比此前的变化小。正是由于这种递减特性，故用ppm√kHr来格定长期漂移。

迟滞限制重复性

当把一个基准焊接在PC板上的时候，提升温度以及随后的冷却会产生影响输出的应力。如果电压基准反复经受这种周期性的温度变化，非弹性应力就会施加在芯片上，而输出电压不会回到25°C条件下的初始值。机械应力是由硅片、塑料封装和PC板之间的扩张热温度系数的差异引起的。这种被称为“热致迟滞”的误差用ppm来表示且不能被修整，因为它是可变的，并对先前的温度摆幅具有记忆性。随著更高的温度摆幅，迟滞现像总是愈发严重，并因小片焊接和封装类型的不同而有所不同。

迟滞一常被“遗漏”的规格

大多数制造商都忽视了迟滞规格，但这在精密设计中却可能是至关重要的。为了对迟滞进行图示，许多基准都是采用IR回流焊接到PC板上，并让电路板经历 85°C的“热泡”（这保证了它们全部具有相同的初始温度）。然后，使温度在85°C、25°C和-40°C之间多次循环，并记录25°C条件下的所有输出电压。在每个温度的稳定时间为30分钟。

图4和图5分别示出了 LT1461S8-2.5和SOT-23封装的LT1790S6-2.5在25°C条件下的最坏情况输出电压变化。

图4 : LT1461S8-2.5的工业迟滞

图5 : LT1790S6-2.5的工业迟滞

我们还对一个在其数据表中并未提及迟滞规格的竞争基准进行了测试，测试结果示于图6。

图6 : XX780S8-2.5的工业迟滞

结论

ADI Power 所提供的电压基准是具保守和精确的规格，与其他有意地对用户误导或删去关键规格以掩盖缺点 （这有可能铸成大错）的制造商是不同的。

微功率电压基准 LT1461 和 LT1790在所有设置系统精度规格方面均胜人一筹，既无遗漏，也无隐瞒。