前文说明了复杂光调制方案对发射机结构的影响。无独有偶，接收机同样需要我们用特殊的结构去检测。
在on/off键控(OOK)可以通过简单的一个光电二极管探测到信号，并将光功率转换成电流 IPhoto 。产生于光二极管中的光电流 IPhoto 与光信号 S 及其复共轭 S 的乘积成正比。
然而在图21的方程中，结果却只包含振幅AS。IPhoto并不能提供频率ωs和相位φs的任何信息。因此，并不能将右侧时域的QPSK信号直接映射到左侧的IQ图上。只可能大致推导出，通过“0”的下曲线代表四个星座点之间的对角线过渡，中间的曲线代表外层过渡。通过“1”的平直线表示相位不变的情况，这意味着符号后面没有发生改变。
因此，我们需要用更复杂、更全面的方法，来检测包括相位信息在内的完整电场信息。
如何检测一个光信号的相位呢？
光接收机接收的信号光和本地振荡器产生的本振光经混频器作用后，光场发生干涉，由光检测器输出的光电经处理后以基带信号形式输出。由于混频输出光信号的中频信号功率分量带有信号光的幅度，频率或相位信息，因此发端不管采用哪种调制方式，均可以在中频功率分量反映出来。所以相干光接收方式适合所有调制方式的通信。
相干光通信系统面临哪些测试挑战？主要测试参数有哪些？
相干光系统属于数字通信系统，所以主要测试内容还是误码率，还要看信噪比SNR噪声器件带宽，接收机灵敏度。在发射端有载波激光主要是线宽，相位噪声和相对强度噪声。对激光器的测试要求是最高的，整个系统的评估会用到OMA光调制分析仪，线宽有线宽测试系统。然后是调制器，就是S参数，带宽，电口反射，主要用到LCA。对整个发射机我们还看星座图和EVM（OMA）。中间有一段传输链路比较接近无源链路，我们要看损耗，偏振相关损耗，色散，偏振模式色散，串扰（波长扫描偏振扫描系统）这些。接收机上有本振激光，接收机探测器，相干接收机，这里也都列出了要测的主要参数，像EVM误码率等等都列在上面了。
不同于以往的是，今天的光通信系统更为复杂，操作的波长是近红外的，1550纳米的波长所对应的频率竟高达200 THz，这样的电场无论时间还是空间，变化速度都实在太快，根本无法使用在 MHz到 GHz范围内工作的现有电子设备来进行处理。
因此，我们不妨从时域和频域入手，看看有哪些可用的检测方法。
首先，解决这两个问题的关键并不在于测量绝对相位，而在于测量相对已知参考信号的相位。
图23描述了基本的检测设置：用理想的单色激光器产生的参考信号R，即本振。所谓相干检测，就是利用一束本振光和输入的信号光在光混频器中进行混频，得到与信号光的频率、相位和振幅按相同规律变化的中频信号。
AS：接收光信号的电场幅度值
AR：本振光信号电场幅度值
φS：接收光信号的相位调制信息
φR：本振光的相位调制信息
前文中曾提到的 on/off 直接检测，是用检测器直接把输入光信号转换为电信号，在这种检测方式中，光信号经光电转换后获得的是中频信号，还需二次解调才能最终转换成基带信号。这种检测方式设备简单、经济实用。
根据信号光和本振光的频率值的差异，相干检测分为零差检测、外差检测以及内差相干检测。其中零差相干检测可以直接还原基带信号、信噪比最高。
无论是零差检测、外差检测还是内差检测，其检测根据都来源于接收光信号与本振光信号之间的干涉。
用平衡接收机抑制与相位无关的项：
如图25所示，使用平衡接收机可以抑制所有其他与相位无关的项。
在这里，在一个分支上将被检测到的信号S和参考信号R做求和，并减去第二个分支上的2x2光合路器(可以是光纤或自由空间光耦合器)。每个分支上产生的信号由一个光电二极管检测。然后利用这两种光电流之间的差，在同样如图25所示的方程中，所有其他项都被消去了，只剩下拍频项。
平衡检测使信号加倍，并消除信号和参考的功率，我们仍然看到相位和幅度的乘积
什么是IQ解调器?
为了同时恢复振幅和相位，相干接收机应将分量(I)和分量(Q)作为两个独立的输出信号。为此，需要两个平衡探测器，而一个本振振荡器就提供了I与Q的参考信号，只是相位必须移动π/ 2得到Q的部分。对于QPSK信号，图26给出了整个设置的概念，这就是IQ解调器。
添加第二个平衡检测器使我们能够进行两个独立的测量，其中包含我们现在可以恢复的信号幅度和相位！
这种设置只适用于非偏振-多路复用的相干信号。此外，该信号仅与探测器上偏振状态相同的本振信号分量混合。
对于双偏振，解调器的概念需要进一步的拓展。基本原理保持不变: 在偏振分路器之后，现在有两个IQ解调器，一个用于X偏振，另一个用于Y偏振。只有一个本振为所有支路提供参考信号。
如图27所示。有四个输出信号来解析 I 和Q坐标，每个偏振方向各有一个输出信号。方程中，所标识的h和v反映了信号相对于接收机偏振参考的水平偏振状态和垂直偏振状态, 相当于X和Y偏振平面。利用偏振分光器PBS分开X和Y偏振面上的分量，然后分离出的X和Y偏振分量与本振光源拍频，从而实现双偏振信号的相干解调。
本振振荡器的频率ωR不同于信号的频率ωS的接收器，被称为外差接收机。
在零差接收机中，本振的频率与载波信号本身的频率相同，优点是不再依赖于频率。
图28量化了零差和外差接收机所需的电带宽。对于零差检测，当本振的频率与信号本身相同时，需要信号光带宽的一半。外差接收机所需的电带宽随本振与信号之间的频偏增大而增大。
对于相位信息的恢复，本振是必不可少的。另一种解决方案是用信号的副本去覆盖信号，这种方式就有一个参考信号 ωR = ωS 。那麽，这种方法能有效吗?
事实证明这种自零差方法是有用的，因为检测随时间的相位变化还是很有意义的。因此，将信号一分为二，并将延迟复制的信号叠加起来作为参考信号，就可以得到相位变化的信息。
这种测量方法的优点是，它不受由于外部本振和载流激光本身的缓慢频率 (相对于符号速率) 波动而引起的误差的影响。这种接收机设置称为延迟线干涉仪。
下图显示了一个延迟线干涉仪，信号S(t)和被延迟了T时间的信号S(t+T)。
什么是延迟线干涉仪？
延迟线干涉仪是一种光学设备，它在其中一个臂上安装了延迟线，以便在干涉光束之间引入可控的路径长度差。通过调整延迟线，干涉仪可以精确控制干涉图案。它还能在样品的不同位置或深度进行灵活测量。马赫-泽恩德（Mach-Zehnder）干涉仪和迈克尔逊（Michelson）干涉仪是众所周知的常用延迟线干涉仪，这两种干涉仪都是基于双光束干涉。萨格纳克干涉仪、特维曼-格林干涉仪和共同路径干涉仪是延迟线干涉仪的其他配置和变体。
延迟线干涉仪通常用作光学 DPSK（差分相移键控）解调器。其目的是将相位键控信号转换为振幅键控信号。在这种应用中，输入的 DPSK 光信号在马赫-泽恩德（Mach-Zehnder）干涉仪或迈克尔逊（Michelson）干涉仪的两个臂内被分成两个等强度的光束。然后，其中一束被相当于 1 位时延的光路差延迟。重新组合后，两束光相互干涉，产生建设性或破坏性干涉。由此产生的强度模式代表了振幅键控信号。
由于这个函数的周期性, 只有相位差异在0到π之间才能唯一识别，延迟时间T是载波周期2π/ωS的整数倍。这对于BPSK是足够的，但对于恢复QPSK和更高阶调制方案则需要另一个延迟线干涉仪将相位相对于其他延迟线干涉仪移动π/ 2，使得能覆盖整个0到2π的相位范围。
图30显示了两个延迟线干涉仪的设置，用于接收两个独立的I和Q组件。
与外差接收机类似，延迟线干涉仪也可扩展用于偏振灵敏度测量。
对于延迟线干涉仪，不需要外接本振。因此，避免了引入振荡器的相位噪声并且减少了对信号处理的要求。然而，这种方法的缺点仍然可能导致我们更愿意选择外差接收器。
首先，在没有时钟数据恢复(CDR)的情况下，用延迟线干涉仪测量相位随时间的变化，需要比符号周期小得多的延迟和采样周期，但是今天的符号速率已经达到了一个很难企及的水平。此外，对于低功率信号，由于参考信号也是低功率的，且传输链路上存在噪声积累，降低了测量灵敏度。无论是采样技术的实现，测量时间的增加，还是需要额外的trigger信号，零差接收机并不是很灵活。
到目前为止，以上就是所有的时域检测技术。另一大类方法就是检测频谱，通过傅里叶变换得到时域信号。
为了从复杂调制光信号的频谱中提取调制光信号，我们必须测量复杂调制光信号的频谱，即振幅和相位信息。
这可以用一个复杂频谱分析仪分离不同光信号的频率成分。所有的频段都可以用多个检测器同时检测，也可以用扫描窄带滤光器外加单个检测器依次检测。
为了恢复相位和振幅，再次使用本振作为参考信号。为了恢复这两个参数，需要一个发射两个光频率信号的源。
图31显示了测量偏振分辨复杂光谱所需的完整设置。
频域检测的优点
频域检测的最大优点是它几乎无限的带宽，这也意味着无限的时间分辨率，带宽取决于本振的扫频范围，即当今可调谐外腔激光器可达到THz范围内的带宽。另一个巨大的优势是不需要高速接收器。
频域检测的缺点
但是另一方面，它也有主要的缺点。
例如，它只适用于周期信号，此外，还需要一个符号或码型时钟，恢复后的时域信号的精度直接取决于光谱分辨率，而光谱分辨率决定了可以分辨的边带数目，今天能达到的光谱分辨率也限制了码型长度在几十个符号之内。由于这些因素以及该方法不能实时给出结果，使得频域检测不适用于接收机。事实上，这将导致较长的测量时间和相当复杂的测量设置和信号处理。
最后，在频率检测中，对所有非周期结果进行平均，例如对偏振模色散(PMD)也是如此，因此无法被补偿。这样一来，就诞生了一个堪比哲学三问的终极问题：
我们该如何取舍？
自零差设置需要很少的信号处理，对相位噪声最不敏感。尽管如此，它们却不是很灵活，只能接近设计符号速率，并且没有外差实现那么灵敏。
外差时域检测方法则具有最高的灵活性。与频域检测不同，它们可以用于实时检测。因此，它们适用于数据网络中的实时信号。通过实时采样，可以在所有域中重建完整的信号，并且不受调制格式的限制。在外差时域检测中，信号长度也没有限制。在信号处理过程中可以补偿PMD和CD。在这种情况下，只有信号处理才是吞吐量限制因素。
同时，必须考虑到这种方法的测试方案是需要四通道高速设备，即高性能的实时digitizer，要具有非常低的抖动和噪声，在整个频率范围内具有很高的有效比特数(ENOB)。
上一段我们总结出最灵活的检测设置是外差时域检测器，它适用于测试实时信号，不依赖于调制格式。
在图32中，有一个IQ检测器位于左侧，这里显示的接收机结构是由光学互联网络论坛(OIF)推荐的，可以提取信号中的所有信息。
经过模数转换后，数字信号处理(DSP)成为相干光接收机的组成部分。与传统的on/off键控(OOK)相比，它存在色散 (CD)、偏振模色散(PMD)等信号失真效应，DSP的使用使其具有很大的吸引力。
因为DSP支持对CD、PMD和其他缺陷的算法补偿，这样相干检测就提供了完整的光场信息。这意味着复杂的光学调制可以减少对PMD补偿器或色散补偿光纤的需求，以及这些模块所导致的延迟增加。
DSP还可以消除接收器的缺陷。这些缺陷可能是四个电通道之间的channel imbalances、IQ混合后的IQ相位角误差、四个ADC通道之间的时间偏差以及相干平衡接收机的不平衡差分特性。除了接收机的这些缺陷外，DSP还必须补偿发射机和接收机之间光路的信号衰减。它们是CD和PMD、偏振相关损耗(PDL)、偏振旋转或偏振状态转换(PST)，系统ASE噪声和相位噪声。
通过引入本振(LO)，找到了一种跟踪信号相位随时间变化的方法。但是，外差接收机中的本振（LO）与信号的频率不同，这将导致随时间的线性相位漂移。还记得吗，在前面我们讲过在外差式接收机IPhoto与 cos(Δφ+Δωt)成正比。
图33显示了QPSK调制的“旋转”星座图。
因此相位改变速度不能比每个符号时间快π/ 4，这是两个相邻符号之间的相位差的一半。这又意味着本振(LO)和信号之间的频率偏移量，需要小于QPSK符号时钟的1/8。为了能够跟踪相位，信号必须在具有可预测相位值的时刻采样。对于带宽受限的信号，相位的采样速率小于符号速率。在下图中，红线显示相位可能无法正确恢复。
在这种情况下，载波相位噪声和偏移必须在非常严格的限制内，以允许相位的恢复。在实际传输系统中，通常情况并非如此，因为在使用实时采集的实际线路中并不需要这么严格的规范。
下图显示了DFB激光器载波带宽对相位恢复的影响。在更低带宽的情况下，载波相位达到了一个极限，再也无法跟踪相位。符号明显受到相位噪声的影响，而相位噪声是无法消除的。
了解更多相干光调制技术信息，请访问应用指南:
相干光调制技术的基本原理
