在常规的调制中，通常使用正弦波或复指数信号作为载波，来传递基带信号。而脉冲调制是使用矩形脉冲信号作为载波，来传递基带信号。脉冲调制分为两种类型：脉冲幅度调制PAM与脉冲编码调制PCM。
脉沖幅度调制PAM是什么意思?
Pulse Amplitude Modulation(PAM脉冲幅度调制)是一种基础脉冲调制方式。PAM信号常用来分析符号同步的问题，此时一般采用PAM信号的理想形式，进而分析理想信号与存在定时偏差的信号之间的关系。
实际可实现的PAM调制信号有两种，一种叫做自然抽样的脉冲振幅调制，另一种叫做平顶抽样的脉冲调制。这两种分类是以载波脉冲幅度变化方式来区分的。
利用连续时间的基带时域信号去调制矩形脉冲载波信号的幅度，即矩形脉冲载波信号的幅度的变化来传递连续时间的基带时域信号的幅度。
什么是四电平脉冲幅度调制PAM4信号？
400 千兆以太网（GE）标准确定把 4 级 PAM（PAM4）多级信令作为推荐的调制制式，用以实施串行 400GE 数据中心接口。这是对 100GE 中二态不归零（NRZ）调制的一项创新。PAM4 有效地实现了两倍的链路带宽，显著降低了信噪比（SNR）。您需要采用新的测量方案来表征在先前 NRZ设计中并不是问题的减损问题。我们可以帮助您确保精确和可复验的测试结果，从而加速开发您的 PAM4接口器件和系统。
有线互联网基础设施包括核心网和数据中心（见图 1）。核心网主要使用相干技术，该技术采用复杂的调制方案实现长距离通信，例如城市之间或海底通信。
图 1 有线互联网基础设施
PAM4（4-Level Pulse Amplitude Modulation）即四电平脉冲幅度调制，PAM4信号技术是一种采用4个不同的信号电平来进行信号传输的调制技术。
作为下一代高速信号互连的热门信号传输技术，PAM4信号比传统NRZ（Non-Return-to-Zero）信号多了两个电平：NRZ信号采用高、低两种信号电平表示数字逻辑信号的1、0，每个周期可以传输1bit的逻辑信息；PAM4信号则采用4个不同的信号电平进行信号传输，即00、01、10、11，每个周期可以传输2bit的逻辑信息。因此，在相同符号周期内，PAM4信号的比特速率是NRZ信号的两倍。
PAM4信号的每个符号有2个比特，如果符号率为 28Gbaud，则表示每秒传输 56Gb。
需要更多PAM4信号信息？推荐阅读应用指南：PAM4设计挑战及其对测试的影响
PAM4调制原理
PAM4是Pulse Amplitude Modulation（脉冲幅度调制)调制技术的一种，即四阶脉冲幅度调制。
每秒比特数和波特率之间的差异 - 每秒比特数表示的是每秒传输的比特（1或0)总数。波特率表示的是每秒发送的符号数。对于 NRZ 信号而言，符号率与比特率相同；波特率和 bps（每秒比特数） 也相同。但对于 PAM4 信号而言，两者是不同的。
对四电平脉冲幅度调制PAM4的需求
NRZ信号在数据速率低于20-25 Gbaud的数字通信链路中使用得非常广泛。然而，随着对更高传输带宽的需求与日俱增，传输介质的通道损耗逐渐变成一个大问题。以下图所示的短程接口的通道损耗为例，它由CEl-56GVSR通道决定。
随着频率上升，通道的插入损耗也会增加。这种响应与低通滤波器的特性类似。事实上，通道就相当于低通滤波器，不允许高频通过，从而划出可用通道带宽的界限。
根据香农定律：
C=2*B*Iog2(M)
这个公式表明，如果要提高数据速率或通道容量，那么必须增加通道带宽(B)或信号电平数量(M)。
增加可用通道带宽(B)可以通过改进物理系统来实现。但是，这种方案的成本可能非常高，而且可能要完全改变现有系统。如果不改变通道，那么我们可以通过去加重 (在发送端）和均衡（在接收端）来实施改。这种做法可以补偿通道损耗，同时改善通道响应，只不过改善程度不大，还会受到噪声的限制。要想使通道响应获得更大改善，可以采取增加信号电平数量 (M) 的方法。
例如，数据速率为56 Gbps时，一个NRZ(M=2）信号所需的带宽为28GHz，而PAM4 (M=4）信号仅需要 14 GHz,并且在这个频率范围内，衰减也较小。在带宽不变的前提下，这意味着数据速率可以通过增加M来提高。此外，您可以引入去加重和均衡来补偿损耗并提高信号质量。
PAM4误码分析
串行数据链路的完整性通常用比特误码率 (BER) 来表示。请注意，这里用到的术语是“比率"而不是“比例"。它测量的是单位时间内的比特误码数。在实际系统中，大多数比特误码是由随机噪声造成的，它们随机发生，而不是呈现均匀分布率。
采用判决反馈均衡器(DFE)的系统可能会产生猝发误码，它们的分布不是随机的。
BER是将误码比特数与发送的比特数对比得出的一个估计值。为了表征实际系统中比特误码的随机性，更便捷的方法是将BER理解为接收机输出端的比特差错率，这是一种统计测量。BER衡量的是接收机的质量，也因为标准联盟定义了 BER 的一致性要求，所以 BER 测量实际上对于表征测试非常重要。只分析关于 0 或 1 的特定误码有助于诊断接收机或链路中其他部分的问题。
由于 BER测量是一个统计过程，因此只有当被测比特数接近无穷大时，测得的BER才会接近实际 BER。万幸的是，我们可以通过先预定义一个阈值（即目标 BER)来执行 BER测试。达到预定阈值（即目标 BER)所需的比特数取决于所需的置信度。置信度是利用指定的BER（即目标BER)确定系统真实 BER 的概率。置信度不会达到 100％，因为这将需要无穷大的比特数量，这根本是无法测量的。对于大多数应用而言，通常 95％ 的置信度即己足够。置信度不同，所需的测量时间也不同。
完整的PAM4测试应该包含 Tx 发送端和 Rx 接收端两部分，这些都需要全局考量，才能立于不败之地。
01 在发送端
要注意的是测试方法是否与时俱进，TDECQ 作为PAM4信号的重要参数，其结果与PAM4信号中各种失真和成分都有关系。为了更准确地分析PAM4信号完整性，需要更先进的测量与分析手段。是德科技与业界多个规范组织进行紧密合作，通过提供不断更新的示波器PAM4分析套件，确保测试结果反应当前一致性规范的最新要求。
新一代数据通信网络将会使用四级脉冲幅度调制（PAM4）、前向纠错（FEC）和均衡接收机，来实现物联网等新兴技术所需的增量带宽。因此，工程师必须重新审视收发信机的技术参数和测试要求，即 TDECQ（发射色散眼图闭合四相）。
TDECQ 是评估 PAM4光发射机通信质量的主要指标。
发射机的TDECQ值是一个功率代价，其结果等于被测发射机和理想发射机达到相同误码率时，额外添加的噪声比值。
TDECQ测试
从 NRZ信号到 PAM4信号的转变，绝不是简单的量变，而是一个质的变化。
因为 PAM4信号格式的特点，带来了测试参数和测试方法的巨大变革，这里不再赘述PAM4的特点和测试挑战，而聚焦于一个问题：以前NRZ时代大家常用的模板余量测试，在PAM4时代还适用吗？不适用的话又如何替代？
这不是一个那么容易的问题，即使 IEEE802.3 协会也花了好几年的时间才逐渐找到了答案并还在不断完善之中。我们无需重复过往的摸索阶段，只需要跟上时代的变化，了解它的最新进展情况即可。
首先在所有目前的公开标准规范中，一个共识是模板余量已经不再适合 PAM4 的测试，需要用新的参数来表征发射机的性能。这个新的参数就是TDECQ (Transmitter and Dispersion Eye Closure for PAM4) 。
TDECQ的测试框图
下图是IEEE802.3标准组织对于「TDECQ的测试框图」：
图 IEEE802.3标准组织对于TDECQ的测试框图
为什么是TDECQ?
那是因为从物理上来说，衡量一个光发射机性能的最直接的参数就是前面提到的TDP，无论是NRZ的发射机还是PAM4的发射机。看来TDP还是最受标准协会组织青睐的参数啊。为了以示区别，对于PAM4而言，就改名叫TDECQ了，Q 是四电平Quaternary的首字母。
02 在接收端
要注意的是与真实链路的接近程度，以及系统级如压力眼和FEC测试能力。使用仪表进行发射或接收测试时，误码仪作为参考的电发射机和接收机。为了模拟通信链路真实工作的状态，就要求误码仪也具备和实际通信中类似的预失真和补偿功能，同时，具备压力眼及FEC测试才能够更全面的衡量接收端性能，从而使测试结果更准确反应各个器件和设备真实工作条件下的性能。
Part I 发送端测试进阶
1. TDECQ与噪声的关系
正如TDECQ的定义所指出，发射机的TDECQ值是一个功率代价，其结果等于被测发射机和理想发射机达到相同误码率时，额外添加的噪声比值。换一个角度理解，就是被测发射机和参考发射机的信噪比比值。
假设我们在被测信号上叠加一个随机噪声，噪声的幅度从0开始逐渐增大，那么测试出的TDECQ结果应该是怎样的趋势呢？
下图中灰色曲线为增加的噪声信号大小，橙色和蓝色曲线为两种预测的TDECQ变化趋势，哪一种是正确的？
答案是橙色曲线更接近理论值。为了解释这个原理，还要回到TDECQ的测试定义上来：
TDECQ=(理想发射机噪声裕量)/(被测发射机噪声裕量)
当被测信号的随机噪声增加时，信号幅度不变，对应的理想信号也没有变化。而叠加的随机噪声吃掉了被测发射机的噪声裕量大小，使TDECQ公式中的分母减小。
因此噪声越大，TDECQ值也随之增大。一个极限的情况是当叠加的随机噪声大小导致被测发射机的噪声裕量为零（此时测试到的眼图对应误码率正好等于规范要求的误码极限），那么测得的TDECQ值就会变成无穷大，或者说测不出TDECQ值。
上图现实的就是一个典型的噪声过高的 PAM4信号，TDECQ 测试结果显示 SER? 我们可以点击“Details…”按钮来查看具体的说明。
Details说明中会包含测试项结果无法准确得到的原因，是非常实用的一个快捷功能。在上图中，details说明提示信号的噪声裕量过小，导致实际测试的误符号率(SER)高于目标SER，即802.3bs规范中给出的(SER = 4.8 * 10^-4, BER = 2.4 * 10^-4)。
2. TDECQ与信号功率的关系
既然 TDECQ 是功率代价的参数，它与信号功率之间又有怎样的关系呢？
也许有人会想：“既然TDECQ与信号的信噪比相关，那信号越小，TDECQ值自然就越大了。”但是事情并不是这么简单，我们要看一下信号功率变化的原因，以及其对信噪比的影响。
如果我们把被测件通过一个可调光衰减器，减小功率后输入示波器进行测试，这时信号功率和TDECQ之间的关系应该是什么趋势呢？下图中灰色、橙色、蓝色三条曲线哪种是正确的？
答案是灰色曲线最接近理论值。
信号经过光衰减器时，信号的幅度与噪声的幅度衰减比例相同，因此信号的信噪比并不随衰减器的变化而变化。
虽然在示波器上显示的眼图会随着信号功率下降而逐渐模糊，但这时由于示波器的噪声叠加在被测信号上，而示波器的噪声是不随衰减器变化而改变的。
而为了准确的测试TDECQ值，示波器的噪声不应被包含在TDECQ的测试中，因此理想的TDECQ结果应该不随信号衰减变化而变。
当信号功率过低时，信号已经被示波器的噪声淹没，此时就无法测出TDECQ值，会显示如之前展示的“SER？”结果。
另一种情况是通过改变被测发射机的驱动信号的偏置和幅度大小来改变信号功率，此时发射机的输出功率、输出幅度以及噪声特性都会发生变化。
这时和添加衰减器的情况不同，信号的信噪比有很大可能会改变，而TDECQ的变化趋势还要根据信号具体的改变来决定。
3. TDECQ 与抖动的关系
从本质上讲，抖动是将信号的实际边缘与您希望它所在的位置进行对比。如果信号的边缘太远，它会导致系统出错。“总体抖动”可以分解成多个分量，每个由不同的原因造成，代表设计中的不同问题。在高速系统的设计和调试中，必不可少地要了解不同的抖动分量和关键的分析技巧。抖动属随机噪声。对于大多数可重复和一致性的测量，要使用有效值，而不是峰峰值的统计测量。用峰峰值和有效值的关系评估抖动分布特性。
抖动的定义 - 信号的某特定时刻相对于其理想时间位置上的短期偏离为抖动。
参考: Bell Communications Research, Inc (Bellcore), “Synchrouous Optical Network (SONET) Transport Systems: Common Generic Criteria, TR-253-CORE”, Issue 2, Rev No. 1, December 1997
简单来说，抖动是指相对于其应当发生跳变的时间，信号实际跳变时有多长时间的提前或延迟。对于数字信号而言，这个有效瞬时就是信号的跳变点（或交叉点）。这取决于时间参考是来自于采样数据，还是由外部提供。如果抖动发生在采样点跳变阈值的“错误位置”，并且导致接收电路“错解”了该比特位发射时的真实情况，那么就会出现传输误差。
下图就是对这种情形的描述。
工程师如能了解抖动的类型及成因，熟悉器件特性和各类抖动测试优势，便可轻松地确认抖动的根源，从而有效地消除抖动对电路和产品的影响。
抖动是在边沿上发生的噪声和相位变化，它们会导致信号时序错误。举个简单的例子，上图中的橙色迹线是一个基本的数据信号。为了分析串行数据应用中使用的嵌入式器件，要从输入的数据流中提取出参考时钟，并与接收机的输入信号结合使用来重建数据。参考时钟在时钟恢复电路中产生，它使接收机可以在本质上“查看”理想间隔的时间点。它可以看到信道在每个点上的电压。根据从这个过程中解释出来的内容，它可以重建数据流，该数据流最终应与发射机发送的数据流完全一致。
但是，如果信号中出现了大量抖动，就会出现问题。如果接收信号中的很多比特位含有大量抖动，那么它们将无法正确地与参考时钟同步。这意味着接收机最终可能在每个时钟周期中收到错误的比特，因此会错误地解码数据。
图2中绿色迹线上的红色“x”游标表示信号有抖动时发生的时序误差。请注意，在某些情况下，上升沿或下降边会出现得太快或太晚。这可以在使用余辉显示模式的示波器上看到（见下图）。如果上升沿出现得太晚，那么接收机会错误解释该比特。边沿交叉点实际发生的时间与理想情况下应发生的时间之差称为时间间隔误差（TIE）。
边沿交叉点实际发生的时间与理想情况下应发生的时间之差称为时间间隔误差（TIE）。
前面分析了 TDECQ 与噪声和信号幅度的关系，那么 TDECQ 与抖动是否也相关呢？答案是肯定的。
如果信号中抖动过大导致眼图闭合，就必然伴随着误码率的上升，TDECQ值会不断劣化。但是眼图信号中的抖动分类非常多，例如周期性抖动、随机抖动、有界不相关抖动等等，而每种抖动对TDECQ的影响实际上并不相同。
本篇的主题不在于详尽的讨论每一种抖动对于TDECQ测试的影响，而是从更广泛的角度来分析。
我们知道标准的 TDECQ 测试系统中，在接收端需要进行时钟恢复。
什么是时钟恢复？
在数据上叠加时钟，需要将数据与时钟以某种方式融合。为了得到在发送端如何将数据与时钟融合的方法，我们首先要考虑在接收端如何将数据与时钟分离。从传送过来的信号中重新获得时钟分量的方法，称为时钟再生或时钟恢复。通过检测接收到的信号的相位，可以进行时钟恢复。
时钟恢复(Clock Data Recovery)中时钟是怎么恢复的？
对于高速的串行总线来说，一般情况下都是通过数据编码把时钟信息嵌入到传输的数据流里，然后在接收端通过时钟恢复把时钟信息提取出来，并用这个恢复出来的时钟对数据进行采样，因此时钟恢复电路对于高速串行信号的传输和接收至关重要。
时钟恢复电路原理
时钟恢复的目的是跟踪上发送端的时钟漂移和一部分抖动，以确保正确的数据采样。时钟恢复电路一般都是通过PLL（Phase lock loop）的方式实现，如下图所示。输入的数字信号和PLL的VCO（Voltage-controlled oscillator，压控振荡器 ）进行鉴相比较，如果数据速率和VCO的输出频率间有频率差就会产生相位差的变化，鉴相器对这个相位误差进行比较并转换成相应的电压控制信号，电压控制信号经过滤波器滤波后产生对VCO的控制信号从而调整VCO的输出时钟频率。使用滤波器的目的是把快速的相位变化信息积分后转换成相对缓慢的电压变化以调整VCO的输出频率，这个滤波器有时又称为环路滤波器，通常是一个低通的滤波器。通过反复的鉴相和调整，最终VCO的输出信号频率和输入的数字信号的变化频率一致，这时PLL电路就进入锁定状态。
时钟恢复的作用是从信号中提取参考时钟，再对信号本身进行采样。同时时钟恢复还有另外一个作用，就是滤除信号中的高频抖动，而将信号中的低频抖动传递给时钟。
时钟恢复对于抖动的滤除和通过效应的专业名称是抖动传递函数，简称抖动传函（JTF）。
典型的时钟恢复的抖动传函是一个低通滤波响应，而这个低通滤波的带宽称为环路带宽。环路带宽越高，就意味着越高频率的抖动从信号传递到时钟上。
通常来说，环路带宽越高，意味着时钟的抖动越接近信号的抖动，得到的眼图会越干净。但IEEE 802.3 标准中对于 PAM4时钟回复环路带宽的要求为 4 MHz，是明显低于 25G NRZ信号的时钟恢复环路带宽(通常为 10 MHz)的。
这其中的原因，要从PAM4信号自身的特点来解释。
在PAM4信号中，由于有四个不同的电平，与其对应的转换沿的数量一共就有4*3=12种。与NRZ信号只有两种转换沿，一个交叉点相比，PAM4信号固有的交叉点数量大量的提升了。
上图中绿色虚线表示的就是居中的交叉点和最靠右侧的交叉点的水平位置，这个差值称为PAM4信号的切换抖动(switching jitter)。切换抖动是一种NRZ信号没有，但PAM4信号固有的一种抖动。
实验表明，时钟恢复在带宽较高时，会跟随PAM4信号的切换抖动，导致输出时钟抖动增大。这直接的结果就体现在对应的采样时刻会远离PAM4眼图的水平中央。
上图中的两个黑色箭头表明了在时钟恢复跟随切换抖动的情况下，对应的采样时刻的偏移。为了减小这种固有抖动的影响，IEEE规范将PAM4信号一致性测试的时钟恢复环路带宽设定为4 MHz。
在测试中，我们可以在FlexDCA软件中设定环路带宽，以保证测试环境满足规范一致性的要求。
下图中为FlexDCA软件中的环路带宽（LBW）设置页面，可以手动输入所需的环路带宽，或选择select from list从预设值列表中选择对应规范的环路带宽值。
4. 详细分析TDECQ
TDECQ作为PAM4信号的重要参数，在生产和研发阶段都是必须测试的指标之一。但很多时候，单独从TDECQ的结果难以判断出信号恶化问题的具体原因。
是德科技在采样示波器FlexDCA软件中，集成了多种PAM4信号分析测试项目，以便更细致准确的定位PAM4信号中的各种问题。
其中噪声裕量, 分部SER(partial SER)， 分部TDECQ(partial TDECQ)，分部噪声裕量是TDECQ测试中的几个中间结果，用于分析信号中各种部分对于TDECQ的贡献度大小。
PAM4信号在竖直方向上分为三个眼，TDECQ测试会分别对这三个眼图的左右侧进行采样分析。上图11中的两个方框就是TDECQ测试的采样区域，眼图位于采样区域内的点会被用于TDECQ计算。
对于每一个区域，都可以分别计算初始的SER，对应的SER裕量，以及区域对应的分部TDECQ结果。总的TDECQ结果由所有区域的分部TDECQ结果取平均值来得出。
一个被测的PAM4信号可能会在三个眼图中的某个区域信号过差，导致总的TDECQ结果偏大，甚至无法测出TDECQ。但其他的区域可能是良好的，却无法从总体TDECQ结果上得到反映。
如果进行partial SER/partial TDECQ测试，就可以对良好的PAM4眼图部分和较差的眼图部分进行区分。
从以上的讨论中，我们了解到TDECQ作为PAM4信号的重要参数，其结果与PAM4信号中各种失真和成分都有关系。为了更准确地分析PAM4信号完整性，需要更先进的测量与分析手段。是德科技与业界多个规范组织进行紧密合作，通过提供不断更新的示波器PAM4分析套件，确保测试结果反应当前一致性规范的最新要求。
接收端测试进阶
在接收端，要注意的是与真实链路的接近程度，以及系统级如压力眼和 FEC 测试能力。
在高速PAM4发射接收测试中，对信号进行预失真和补偿已经成为必不可少的功能。在进行高速链路设计的工程师都会发现，一个良好的发射机信号经过线缆或PCB走线，在远端看到的信号会有很大失真。这是因为信号传输链路中，射频线缆或PCB传输线的高频衰减导致信号中高频成分的损失，从而引入码间干扰。
直白的说就是在高速信号传输中有一个非常棘手的问题，就是当传输速率变得越来越高的同时，数据间隔单元(Unit Inerval，UI)也会变得越来越小。这导致前一个bit的数据会对后面bit的数据造成影响，如果不去除这些影响，将会导致误码率飙升，甚至通信无法继续。
如果系统中出现几个连续的1(或者0)，而接下来的信号为0(或者1)时，信号的电压保持在长0或长1状态下前面的信号会影响后面的现象，我们称之为码间干扰ISI (Inter-Symbol Interference)。例如在OIF CEI 56G VSR规范中，建议的最大损耗在基频为29 GHz时达到12 dB以上。
更进一步的，在光通信链路中，发射机中的激光器/调制器以及接收机中的光探测器也会产生带宽限制，造成眼图的闭合。这也是为什么在光通信链路中，电驱动芯片和DSP芯片通常都包含均衡功能，因为不进行均衡调节就无法实现正常的发送和接收。
在使用仪表进行发射或接收测试时，误码仪就作为参考的电发射机和接收机。为了模拟通信链路真实工作的状态，就要求误码仪也具备和实际通信中类似的预失真和补偿功能，才能使测试结果更准确反应各个器件和设备真实工作条件下的性能。
1. 去加重功能和自动去加重调节
去加重功能实现原理
在误码仪中，预失真和补偿是通过码型发生器的去加重功能，以及误码接收端的均衡功能实现的。其实现原理可以简单理解为一个可调的FIR滤波器，通过调节滤波器每个抽头(tap)的参数，对信号进行线性滤波。
在误码仪M8040A中，码型发生器的去加重通过5个抽头的FIR滤波器实现，每个抽头的间隔是1个符号周期(1UI)。使用者可以调节c0 – c4五个参数对滤波器进行调节。抽头数越多，意味着滤波器的时域响应越宽，对应可以调节的滤波器频域响应就越精细。
下图是误码仪M8040A的去加重功能结构框图。
对于具有高频损耗大特性的通信链路，只需要将去加重调节为对发射信号的低频进行较大衰减，高频分量衰减较少或没有衰减，就可以将整体频率响应补偿到接近平坦，这也是去加重可以补偿链路损耗的主要原理。
下面两张图是是德科技误码仪M8040A发出的28 GBaud PAM4信号经过一段PCB走线之后，由示波器接收得到的眼图。在没有进行去加重补偿之前，眼图是完全闭合的。将去加重参数调节到合适的数值时，可以看到PAM4眼图明显张开，信号质量得到很大改善。
那么如何才能准确快速的获得合适的预加重参数呢？
对于有滤波器设计经验的工程师，可能已经想到一些办法。理论上通过传输链路的频率响应S参数模型，可以推算出FIR滤波器所具有的频率响应，再换算出滤波器时域抽头的参数。这虽然是理论上很直观的一种办法，但是实际应用时会有各种困难：
1)链路的S参数实际测试很复杂，尤其是带有多个器件，或包含光器件的通信链路。虽然仿真也可以得到一个近似的S参数模型，但与实际被测件响应还是有不可忽视的差异。
2)仪表内部的抽头参数与输出频率响应之间的关系，是与误码仪内部结构相关的。如果没有去加重滤波器的数学模型，也很难计算出所需的去加重参数。
3)以往的误码仪软件并不支持自动计算去加重参数，用户只能自己编写单独的软件进行计算，再将结果手动导入到误码仪控制软件中，大大影响测试效率。
基于以上原因，很多时候在实际测试过程中用户只是手动调节去加重参数，直到输出眼图达到比较优化的结果，而几乎不可能手动调节到理想结果。
2. 接收均衡和自动均衡调节
均衡功能和上文提到的去加重补偿的原理类似，区别只是去加重在发射端进行，而均衡是在接收端进行。均衡器本质上是一个高通/带通滤波器，用于补偿信号传输后的高频衰减。根据硬件实现方式不同，均衡包含连续时间线性均衡(CTLE)、前馈均衡(FFE)、判决反馈均衡(DFE)等种类。在M8040A误码仪接收端，用户可以设置一个16 tap的FFE均衡器，在误码判决之前将接收信号的眼图张开。
对于下图所示的典型接收机测试系统，测试目标是获得被测件接收机所产生的误码。而误码仪所显示的结果实际上是整个链路各部分的误码总和，这就要求环回链路因信号损伤导致的误码需要远小于被测接收机的误码水平，才能保证测试结果反应的是被测接收机的性能，而不受到误码仪接收机的误码水平限制。
通常来说，在误码测试时应使用尽量短的线缆接入误码仪的接收端口，以避免环回信号的失真导致额外误码产生。但很多情况下由于被测件的连接方式限制，环回路径上不可避免的会产生信号的损耗，这时就需要误码仪在接收端对信号进行补偿，以保证误码测试结果的准确性。
除了调用预设的均衡器参数以外，M8070B软件还提供自动均衡优化功能。当输入随机数据信号进入M8040A接收端时，误码仪可以通过扫描接收到的数据信号，自动计算出合适的均衡器参数。另外M8070B软件还提供图形化的接收信号直方图显示，方便直观的判断接收信号质量是否适合误码分析。
在sampling point setup窗口，竖直方向的直方图即为接收机在判决点所看到的信号电平分布。如果是张开的NRZ或PAM4眼图信号，对应的直方图应为两个或四个间隔明显的电平分布。各电平之间的距离越大，说明眼图张开度越高，信号质量越好。通过扫描判决点延时和判决电平的高低，可以得到一个近似的接收端眼高和眼宽，如上图20中的蓝色轮廓表示。
图 21
在sampling point setup窗口还可以看到一个均衡器设置按钮，这个功能就是自动优化均衡器参数。启用自动优化均衡以后，误码仪会重新扫描当前接收端所看到的信号，并计算出最优的均衡值，使误码仪判决电路所看到的信号眼图张开度达到最大。通过这个功能，用户可以快速的对环回通道信号进行补偿，并确认接收端信号质量。
以上所介绍的去加重和均衡功能只是M8040A多种内置功能的一个例子。实际上M8040A误码仪还集成了许多信号调节和分析功能，可以帮助NRZ和PAM4发射机接收机测量，以及各种高速总线的应用测试。是德科技将不断在测试方案领域进行创新，帮助用户在下一代高速通信产品的研发和设计上取得成功。
3. 压力眼测试
在IEEE802.3规范中，针对数据中心和云计算等应用，规范规定了一系列高速接口标准。从较早的10G、40G以太网规范，到现在的100G以及正在制订中的400G以太网规范中，都要求一项重要的测试项目：接收机的压力容限。
在光通信收发设备和链路测试中，常见的测试参数包括：眼图测试、误码率测试、灵敏度测试等。在光通信速率较低时，光接收机对链路误码的影响还不明显，通常只需要检测发射机眼图合格，接收功率正常而不是过低即可保证链路正常工作。随着通信速率的提升，设计人员会遇到不同接收机的性能差异越来越大，而单纯的灵敏度指标已经无法保证光接收机可互换适配使用。
为了对接收机一致性进行衡量，IEEE规范提出了接收机压力容限一致性的要求。
压力容限测试原理
压力容限测试的含义是测试接收机在恶劣的输入信号情况下，是否能够正常工作。具体的测试原理是使用测试仪表产生一个劣化的光眼图信号，称为压力眼信号。
压力眼信号的参数有明确规定，例如VECP，J2，J9等。在不同的规范中压力眼的具体指标会有不同。通过校准后的压力眼会输入被测接收机，在这种情况下对接收机灵敏度和抖动容限进行测试。
压力眼测试与灵敏度测试的区别
与常用的灵敏度测试不同，压力眼测试使用了精确添加抖动和噪声等干扰的发射信号，来模拟实际通信链路中接收机所收到的信号失真。
在灵敏度测试中一般只使用干净的发射信号，这时得到的灵敏度会更高，也不包含接收机对信号失真的响应变化。
压力眼测试更能说明接收机在最差工作条件下的性能，也更贴近实际工作场景。然而压力眼一致性测试比灵敏度测试的搭建难度更高，测试速度慢，是之前压力眼测试的实际数量远少于灵敏度测试的原因。
4. FEC的解决之道
FEC“前向纠错”的应用
FEC被称作“前向纠错” ，它被广泛应用于通信系统中的编码技术以保证数据的准确性，它的基本思路是在发送端，把要发送的信息重新编码，加入一定的冗余校验信息，组成长度较长的codeword，待到达接收端之后，如果错误在可纠范围之内，通过解码检查后纠正错误，从而降低误码率，提高通信系统的可靠性。在光通信系统中，通过FEC的处理，可以以很小的冗余开销，有效降低系统的误码率，延长传输距离，实现降低系统成本的目的。
FEC (Forward ErrOr Correction， 前向纠错）是一种增加数据通信可信度的技术，广泛应用于计算机网络园、无线通信、卫星通信等多种数据传输场景中。FEC前向纠错码和信道编码是在传输信道可靠性不高、强噪声干扰信道中进行数据传输时，用来控制接收数据包误码率（丢包、乱码）的一项技术。
我们的世界充满了噪声，噪声影响一切，包括数据传输和通信系统，无法摆脱。光通信系统的接收器直接受到噪声的影响，这使得理解接收到的信息变得更加困难。从技术上讲，当波通过光纤传输时，噪声会对光强度产生影响，而在长距离传输时，光色散会在信号中产生明显的缺陷。每当有噪声或光色散失真的影响时，光脉冲就会退化并失去其作为0或1的意义，接收器将接收到的光脉冲转换为电压。当接收器这样做时噪声太大，它会错误地解释数据，将0读为1或将1读为0。
FEC前向纠错在这一点上发挥作用，因为它减少了噪声对光传输系统传输质量的影响。通过在传输之前将开销信息添加到比特流中，该方法能够检测和纠正比特流中可能存在的部分错误。数据块受专门函数的约束，这些函数的输出是奇偶校验位的生成。开销由冗余位组成，其中还包含奇偶校验位。之后，将初始数据块和这些新数据拼接在一起，产生FEC码字。之后，这个FEC码字沿着传输线发送。
需要在接收端的设备上配置相同的FEC模式，以便接收端的FEC解码器机制知道对FEC码字应用什么样的FEC功能。这允许接收器FEC解码器机制选择功能来重新生成数据并以高精度去除FEC开销。结果，产生了初始数据比特流，然后将其发送到更高的网络层。
FEC前向纠错或信道编码是可以显着减少这些数据传输错误的技术。
FEC前向纠错原理
FEC前向纠错原理是添加冗余比特，使解码器能够确定来自发射机的真实消息。
FEC前向纠错技术可以应用于数字比特流，或者在对数字调制的载波进行解调的过程中使用。许多 FEC编码器可以生成比特误码率 (BER) 信号，作为反馈信息对模拟接收电子设备进行微调。简言之，发射机会对消息进行编码，并且使用纠错码 (ECC) 添加附加比特（我们称之为冗余）。这种冗余使接收机能够检测并纠正消息中任何地方可能出现的有限数量的误码。更强的代码需要更多的冗余和系统带宽，以便降低有效比特率，同时提高接收的有效信噪比。
图：编码八个不同比特信息的FEC结果
三个采样中任何一个的误码都可以通过叫做“多数投票”的FEC功能来纠正。上面的这种三重模块冗余的 方法得到了广泛使用，但它是一种效率稍低的 FEC形式。有效的FEC编码通常检查接收的最后几十或几百个比特，然后确定如何解码少量比特（通常以 2 到 8 比特的组合为单位）。
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