电流反馈放大器(CFA)能提供最高的大信号带宽(LSBW)，但DC精度相对较差。本文将详细阐述引起其DC精度差的因素。CFA设计中特别关注的部分是共模抑制比(CMRR)误差。输入缓冲器增益<1.0是引起低CMRR原因。较新的全差分放大器(FDA)提供CFA和VFA两种版本。基于CFA的FDA也具有较差的直流精度，而较新的基于VFA的“精密”FDA则可以提供相当不错的直流精度。不过，这些VFA版本的FDA确实会带来一些本文所述典型运算放大器项所无法描述的附加DC误差源。
CFA真正找到用武之地是在小增益视频线路驱动和差分xDSL线路驱动器当中，而在这类AC耦合的输出端设计中，DC精度就不那么重要了。这种架构不太适合获得低标称输出DC误差或漂移。一旦CFA可以实现较低的标称25℃ DC误差，它们的漂移项接下来就要斟酌了。所有的CFA从V+输入到V-输入都包含一个单位增益缓冲器。该缓冲器会与下面的DC误差项有关：
1. 输入失调电压和漂移
2. 同相偏置电流和漂移
3. 反相偏置电流和漂移
4. CMMR(由缓冲器增益<1.00000所引起)
即使付出相当大的努力，目前有记录的最佳输入失调电压漂移的标称值为1μV/℃，最大值为5μV/℃，甚至绝大多数CFA都没有指定最大失调电压漂移。CFA的两个输入偏置电流本质上是由于NPN和PNP β不匹配所引起的基极电流之差。这两个输入偏置电流的机制在细节层面上完全不同，因此它们在25℃标称以及温度漂移下都是不匹配的。输出DC误差漂移通常由反相偏置电流漂移乘以反馈电阻(Rf)所决定。即使是最新出品的单通道CFA器件THS3491也仅指定了-116nA/℃的标称Ib-漂移(没有最小/最大值，但是第一次使用了CFA漂移直方图)。为确保稳定性，CFA器件要求的反馈电阻值(Rf)的范围很窄。用THS3491推荐的576Ω，对于QFN封装(Av=+5V/V)，算出它的输出漂移为576*(-116nA/℃)=-67μV/℃——可以说几乎算不上是一个DC精密器件。而且，由于两个输入偏置电流在25℃标称值或漂移项均不匹配，因此偏置电流抵消技术在这里不适用。
再进一步，CFA器件目前所知的CMRR是在缓冲器增益略小于1.0000时所得来。在四个相等电阻、差分到单端的配置中，当用共模源驱动这两个输入时，是这个输入级两端之间的轻微增益损耗产生了一个输出信号。大多数CFA输入缓冲器是开环的，这种情况下，0.996的典型增益通过公式1可得到48dB的CMRR规范(α是以V/V表示的缓冲器增益)。
(1)
独立的开环缓冲器所指定的DC增益，由于其有限的DC输出阻抗，而非常取决于负载。CFA和极高压摆率VFA中所用的输入缓冲器都会看到空载状态，因为这两种情况下的整个环路会驱动它们的输出(误差)电流到零。反相CFA引脚的缓冲器输出将误差电流阴极级联到电流镜，同时还强制反相节点电压跟随+V输入。作为整个CFA反馈环路的一部分，意味着高DC环路增益会将该缓冲器输出中的误差电流驱动到零，这与缓冲器看到空载状态的说法相同。这个环路增益引起的空载条件相对于外部电阻设定使缓冲器直流增益非常恒定地保持在稍低于1.000。
CFA中的这个“CMRR”影响会将增益从理想值缩小。这点可以很容易地在一个简单的同相单位增益缓冲器应用中看到——其中输入级缓冲器增益会将V+到V-的增益略微减少到低于1.0000，而LG/(LG+1)增益压缩又会使它略微减少到输出电压。四相等电阻、差分到单端配置可以更普遍地用于探测共模输入电压摆动所引起的输入级误差信号的极性和幅度。该测试用例可产生一个非常小的输出电压摆动Vout，从而把由该Vout除以环路增益(LG)所得的输入参考误差减小到相对于CMRR影响所产生的输入误差来说无关紧要的程度。该CMRR误差会产生一个±μV/Vcm输入误差电压，然后经过噪声增益(NG)放大，加到输出误差上。
图1所示测试是将1Hz输入方波输入到四相等电阻电路中，并在检测输入误差电压的输出端探测方波的极性和幅度。如同所有CFA器件一样，如果CMRR影响是-μV/Vcm的(或收缩增益)，则该正开头的输入信号将产生负开头的误差信号(受控源中包括-1)。对于图1中所用低功耗OPA684来说，该误差电压方波位于静态DC误差项的顶端。对于1Vpp Vcm测试信号(在V+输入引脚处)，这个1.615mVpp输入误差会得到-20*log(1.615mV/1)=55.8dB CMRR。OPA684 CFA的这个CMRR相比更典型的48dB CMRR较高，得益于闭环输入缓冲器设计，并且与数据手册规范大致相同。根据公式1求缓冲器的增益，得到OPA684模型的标称值α=0.9984V/V。
图1：OP684 CFA仿真模型中由于CMRR影响引起的输入误差电压。
虽然没有真正“精密”的CFA运算放大器，但它们也有好坏之分。表1所示的是CFA器件在25℃输入失调电压最大值条件下进行一个粗略分类，分类过程中发现极少数器件指定了最大失调漂移(并且许多器件在物理上显示出输出DC漂移受反相偏置电流漂移所支配)。在从2mV到最大5mV的这个最大失调范围内，对每个失调值按25℃最大供电电流升序的方式再次分类。在每个最大输入失调值中，该升序供电电流可以对器件按降序输入电压噪声和升序压摆率进行粗略的分类。为了得到较新的器件，这张表也筛选掉了：
1. 最大输入Vos>±5mV
2. 输出净空>2.0V
3. 如果有禁用和非禁用版本，只给出禁用版本
4. 过时和停产的器件
表1：单通道CFA按最大输入失调电压升序分类。
我们再回到高压摆率的VFA器件，用两个开环输入缓冲器，由于CMRR影响，在其仿真模型中可能也会显示出有非常轻微的增益压缩(-μV/Vcm)。如图2所示，TINA库中所提供的基于晶体管的AD8057模型确实会有增益收缩。许多基于更“宏模型”的器件在这个相同的仿真测试中会显示出+μV/Vcm影响。对于图2中的1Vpp Vcm输入摆动来说，这个仿真得到的0.31mVpp输入误差电压可以算出70dB的CMRR。这个结果与AD8057 CMRR图形比较符合，但不符合60dB的规范。
图2：在极高压摆率AD8037 VFA仿真模型中，CMRR影响引起的输入误差电压。
再来看其它类型的高速VFA器件，不清楚它们会显示+还是–μV/Vcm误差项，它们的模型似乎基本上是随机地给出极性(某些模型从原来的版本更新到最新的版本后极性反转过来)。有些资料建议这个CMRR误差应该是以0μV/V为中心的双极高斯分布。但这是否意味着平均CMRR为无穷大dB？在更大范围的VFA运算放大器中，对CMRR误差项可能需要做更多的建模工作。
FDA有CFA和VFA两种类型。CFA版本的FDA具有惊人的压摆率，但DC精度项相对较差。当将它应用到广泛的使用CFA版FDA解决方案的AC耦合信号通路时，DC精度差也没有关系。对于这类器件而言，最麻烦的项通常是输入失调电流漂移规范，这个规范通常没有。表2给出了一份完整的DC误差规范，里面完全看不到Ios漂移——看25℃输入失调电流的范围好像也挺差。
表2：基于CFA的超宽带FDA(ADA4927)的DC误差规范示例。
现在来看更“精密”的VFA版的FDA器件(表3)，它们具有寻常的输入失调电压(Vos)和失调电流(Ios)误差项，还有由两个反馈网络不完全匹配所引起的以及由共模控制环路(以达到所需的平均输出电压)所引起一系列其它误差项。这里仅考虑DC问题，首先假设两个反馈电阻和分压器比率对于输入完全匹配——如图3中的例子所示，使用了精密RRO、NRI THS4551器件，以及四个相等的10kΩ电阻，并在±2.5V电源上有一个接地Vocm输入。同心高斯DC误差(如Vos和Ios)通常指定±1δ为典型值。然后该双极性值会分配一个极性，以包含标称仿真模型。数据手册中提供了完整的双极性最小/最大误差范围和漂移。图3显示了带探测点的简单DC设置。图4是DC仿真所得结果，这些数字会遮盖部分电路。
图3：等电阻THS4551 FDA标称DC误差测试仿真。
然后运行直流工作点仿真，显示标称模型中内置有这些误差项。
图4：精密THS4551 FDA的DC工作点误差。
从共模电压开始，当Vocm引脚的输入为0V时，共模输出电压显示有+1mV的失调。这与±1mV典型规范的振幅相匹配。这个器件非常典型，因为其共模控制失调误差在输入控制引脚受到驱动时要比它悬空时较低。该器件的悬空输入Vocm失调电压(相对于供电电压中位值)通常为±2mV。在用于驱动ADC时，这个共模失调输出电压通常可以忽略不计，因为ADC在共模输入电压范围(若有指定)上有一定的容差，其值远超过这些小于±20mV的输出Vocm误差。
这个负轨输入(NRI)、PNP输入级的器件，会有输入偏置电流流出输入引脚。图4中显示的平均值0.9934μA与数据手册中的1μA典型值非常接近。该NRI器件的输入引脚上所规定的输入偏置电流是单极性的。对FDA来说，一个新的情况是，这个共模输入偏置电流会使“输入”共模电压偏离输出共模电压，后者受共模控制回路所控制。如图4所示，5.47mV的输入共模电压从1mV输出共模电压向上转换，并将提供的0.993μA共模电流分流进Rg2对地的路径，然后从Rf2流回1mV输出共模电压。这个输入Vcm电平转换大约等于输出Vcm电压+输入Ibcm电流×从两个输入节点看出去的阻抗值Rf||Rg。
差分输出失调是输入失调电压和输入偏置电流(Ios)失配影响的组合。+50μV标称输入失调电压经由噪声增益(NG)=1+Rf/Rg放大到达输出，而差分失调电流(Ios)会将Ios*Rf项加到其上。由于这个Ios是差分的，因此输出共模控制环路不起作用，差分输入虚地会将它乘以Rf值，传到输出。
THS4551模型将典型的Vos极性设置为从V+到V-为50μV。这会产生一个+100μV的Vo_diff输出(图4中使用(Vo+)–(Vo-)电压表)。然后这个仿真所得的输出失调会减小，并加上Ios项的标称模型极性。在此，同相输入引脚上的Ios比反相输入高9nA，由于Vos的关系，会将100μV的输出降低9nA*10kΩ≈90μV，得到+11μV的仿真值。同样，该模型分配了标称值和极性，而数据手册中所给的整个范围，应用此来进行差分输出失调的最小/最大值分析。
输入偏置电流平均值上的温度漂移只会改变输入共模电压。Vocm失调电压上的温度漂移可以直接表示为输出Vocm漂移。Vos和Ios上的温度漂移，其增益会与静态值相同：Vos是NG，Ios是Rf。
这些精密FDA输入级的CMRR通常足够高，所以引起的误差很小。图5所示的简单测试会驱动±2V到1kΩ Rf=Rg匹配电路。因此会得到±1V的输入共模(CM)摆动，然后会由于CMRR而产生非常小的3.56μV输入误差电压。这个误差摆动可计算得出115dB CMRR，它与绘图匹配，但与典型的110dB CMRR规范不匹配。然后，这个小+μV/Vcm影响会乘以NG到达输出。
图5：采用THS4551模型的输入级CMRR测试电路。
相比于前述简单的误差项，FDA周围电阻的不匹配会增加更多的DC输出误差项。首先要考虑的仅是相等标准值反馈电阻Rf的影响，但是又要给它们的值留有一定的容差。设DC仿真在NG=1时Rf值的失配为±1%，将会得到图6所示的典型输出误差。这里，NG=1，因此输出以+50μV的Vos失调值开始。反馈电阻Rf值的200Ω失配会对Ibcm项产生一个差分增益——负1μA*200Ω会产生-200μV失调，最终得到-150μV，如图6所示。(V-)–(V+)探测点显示该模型的输入失调电压等于50μV。另外，这个标称值只是用于建模目的，其中整个±175μV 25℃最大所测Vos范围和±50nA Ios范围应被用于输出DC误差带宽分析。
图6：Rf不匹配测试显示输出Vo_diff发生变化。
反馈分压器比率不平衡会带来一系列共模到差分的转换误差。从任何输出共模项到差分输出误差的转换增益如公式2所示。在图7里，G1≡Rf1/Rg1，G2≡Rf2/Rg2。
(2)
图7中的测试用例可以用来验证这个误差。此处将一个±50mV、1Hz方波信号加在Vocm输入端，其中，反馈电阻R相等，而G项则不平衡——上面反馈通路的比率高1%，下面通路的增益低1%。将其代入公式2，得到输入Vocm信号的增益为+0.01——如图7中的输出波形所示。Vocm上的这个100mVpp输入，由于反馈比率不匹配，在输出端出现1mVpp的差分误差。
图7：由增益失配引起的从Vocm变化到输出差分电压的转换增益。
这个共模到差模(DM)转换增益适用于：
• FDA Vocm输入电压和漂移
• 信号源的Vicm电压和漂移
在设计单电源、单端到差分、50Ω输入匹配的应用时，增益网络的不平衡是造成输出静态DC差分失调较差的一个非常普遍的原因。图8给出了这个典型设计，它使用了增益为1V/V的有源阻抗解决方案为50Ω的信号源提供50Ω的匹配。在此，增益失配相对较低，但是在这个单+5V电源设计中将其乘以2.5V Vocm输入电压，可以预知由于这个输出失调项而产生的差分输出误差为-1.59mV——远超所有其它初始25℃差分输出失调误差项。图8中的仿真显示FDA本身的其它差分失调项略微减少了这个误差。对这种内置误差的一个简单改进方法是将Rg2侧的标称电阻网络匹配成信号输入端所见。通常，这个相对较大的初始差分输出失调可以校准，然后漂移对每项输出差分失调的影响就成为更重要的项了。
图8：由增益不平衡和输入Vocm电压引起的输出差分失调。
这个CM到DM的转换增益可能存在由于标准值选择而引起的静态误差，然后由于电阻容差而引起扩散，也可能存在由于Vocm输入容差和直到输出CM电压的漂移而引起的扩散加漂移。通常，相对于输入失调电压漂移项乘以噪声增益，这个基于Vocm的输出差分失调“漂移”项可忽略不计。用THS4551的最大±10μV/℃共模失调漂移和图8中的转换增益，只得到0.0063μV/℃的输出差分漂移。尽管标称输出差分失调通常由这个Vocm输入乘以增益不平衡转换增益所决定，但由于输出差分失调漂移通常受输入失调电压漂移乘以噪声增益所决定，其漂移贡献通常可忽略。
输入共模偏置电流(Ibcm)的影响，加上电阻的不平衡，是所有VFA版本FDA的一个新的误差源。简单来说，Ibcm项首先会由于Rf值的失配而产生一个附加的输出差分失调。另外，此Ibcm乘以每个输入看出去的平均阻抗(Rf||Rg)，会使输入共模电压发生转换(输出CM控制环路会将此误差移至输入引脚CM电压)。然后，这个电压会乘以前面所述的(G1-G2)项，生成一个输出差分误差。这些相同的增益会加到Ibcm漂移误差项上。
最新推出的FDA在输入级DC误差项上都有了很大的改进。表3给出了一系列这样的解决方案，按25℃最大输入失调电压升序排列。为了减少这些单通道选择，这里还筛选掉了以下内容：
• 最大25℃输入失调电压>1.5mV
• 1k MSRP>$4.00
• 过时的器件
注意，有一些Gmin>1的器件说明是去补偿设计，其目的主要是实现较低输入电压噪声和较高压摆率。在这个FDA例子里，Gmin=1V/V会有DC NG=2。这有时意味着简单的带宽限制反馈电容会遇到低相位裕量情况——若NG是在较高频率时为1V/V。
表3：基于VFA的单通道、精密FDA器件。
CFA(以及CFA版FDA器件)无法提供良好的DC精度。除了较高输入失调电压漂移和失配输入偏置电流项所带来的主要误差项，对于同相增益配置来说，CFA也会存在看起来像是-μV/Vcm输入误差的CMRR影响。这会把同相增益从理想值压缩(可能会有在使用两个开环输入缓冲器的极高压摆率的VFA拓扑中的类似效果)。
VFA版FDA是从通常的输入失调电压和失调电流误差开始，然后加上由于两侧电阻网络不匹配而引起的各种静态和漂移误差。通常，这个不匹配会对期望的Vocm电压产生主要的静态误差，但很少会形成重要的漂移项。LTC6363 FDA最近的一些版本添加了精密片上电阻设计，以减少固定增益版本中的这些电阻失配误差。下期内容“高速放大器稳定性问题！！”也是高速放大器应用工程师的必备知识！！
本文为《电子技术设计》2019年6月刊杂志文章。
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