前线芯思路|图腾柱PFC的传导电磁干扰对策指南，mark~

图1.CISPR32/EB55032传导干扰限值曲线

早期PFC技术主要使用桥式整流器加上升压型PFC转换器(Boost PFC Converter)。由于桥式整流器的存在，在转换器工作时始终有两个二极管同时导通。在高功率应用中，这个固定损耗由于电流提升而增加，影响了效率的近一步提升。

现今电源供应器市场为因应全球减碳活动，已经将效能目标设定为更高效率、减少损失、节省能源、降低成本、提高系统容量为主。图腾柱PFC由于其结构简单且元器件数量少，可以在较小的体积内提供更高的功率密度。同时，宽能隙半导体材料如氮化镓（GaN）和碳化硅（SiC）开始导入设计，这些材料具有更低的导通电阻和更快的开关速度，进一步提高了效率和功率密度。因此，图腾柱PFC被广泛应用于各种高效能和高功率密度的电源系统中，如服务器电源、5G通信电源、电动车充电器以及工业电源。

图腾柱PFC由两个半桥开关构成，其中一个半桥作为整流桥，负责电容负端至输入端地回流路径，使用普通低RDS(ON)的MOSFET即可。另一组半桥负责Boost converter 的充放电切换，可以由SiC/GaN FET 等反向恢复时间短的功率晶体组成。

如图2所示，电路的工作原理主要分为正半周和负半周两个部分。正半周（VAC > 0）：当Q1导通时，电感电流上升，电感进行储能。接着Q1断开，电感开始释放能量，电感电流下降。此时，Q2的体二极管在死区时间内顺向导通，接着，Q2导通，减少体二极管造成的功率损耗。正半周时，SD2为常开状态，SD1为常闭状态。负半周（VAC < 0）：当Q2导通时，电感电流上升，电感进行储能。接着Q2断开，电感开始释放能量，电感电流下降。此时，Q1的体二极管在死区时间内顺向导通，接着，Q1导通，减少体二极管造成的功率损耗。正半周时，SD1为常开状态，SD2为常闭状态。

图2.图腾柱PFC工作原理

然而，图腾柱PFC在提高效率和功率密度的同时，也面临着电磁干扰（EMI）问题。其中，共模噪声是该拓朴的主要干扰源。通常是由功率组件的高速切换产生的高频噪声，这种噪声可以透过寄生电容耦合到框架接地(frame ground, FG)，从而产生共模噪声。

如图3所示，Q1的高频开通和关断动作产生高压变化dv/dt，成为噪声源。噪声电流流经寄生电容Cp，然后流过LISN。为了降低噪声电流流过LISN， 可在FG与PFC输出电容的接地端(GND)加入电容器Cfg，该电容可视为Y电容器，为开关噪声提供低阻抗。

图3.高频开关切换造成的噪声源及其传导路径

另一方面，如文献所述[1]， 在图腾柱PFC电路中，一个典型的控制问题是AC电压过零点切换。当AC电压处在正半周期时，且接近AC过零点时，Q1为主开关，由于输入电压很小，所以其占空比会达到接近100%（Q2占空比接近0），而SD1在此半周期一直导通。

当AC电压过渡到负半周期时，Q2为主开关，由于输入电压很小，所以其占空比接近为100%（Q1占空比接近0），此阶段SD2会由关断变为导通，则当Q2一导通时，SD1的寄生输出电容Coss会很快放电，除了产生反向电感电流尖峰，由于剧烈的高压变化dv/dt而产生了共模噪声。图4(a)展示了过零点的共模噪声的传导路径。SD1两端电压作为噪声源，是一个方波且幅度为输出电压同时与AC输入电压频率相同。

图4.零交越点产生的噪声源及其传导路径

为了解决传统MOSFET开关的反向恢复性能较慢，通常在图腾柱PFC的设计上，会选用宽能隙功率晶体。安森美（onsemi）在宽能隙功率晶体(iGaN)上，将多种电力电子器件整合到一个氮化镓芯片上，以实现集成650V氮化镓FET和氮化镓驱动器于单芯片中。

集成化的关键是能减小延迟和消除寄生电感，大幅降低与开关频率相关的损耗。如前所述，为了降低图腾柱PFC的共模噪声，首先可以针对高频切换的所产生的噪声做调整。安森美的iGaN可以针对导通时的dv/dt斜率做调整。图6(a)为NCP58922周边线路，透过调整串联于VDR的Ron电阻，可以改变NCP58922导通时的dv/dt斜率，同时降低共模噪声。

图5. iGaN可透过Ron来调整导通时dv/dt的斜率

另一方面，为了改善零交越点所产生的共模噪声，在慢速臂的晶体并联电容器C3和C4（如图7），可以降低电压变化dv/dt从而抑制共模噪声[2]。添加电容器后过零点附近的噪声源，不仅通过电容Cfg，也通过电容C3、4。由于Cfg的容值远低于C3, C4，因此流经Cfg的噪声电流较小。

图6.在慢速臂的晶体并联电容器C3和C4

除此之外，另一种降低慢速臂在AC零交越点时dv/dt斜率，是透过缓启动的方式，慢慢增加快速臂的占空比。图8为安森美的图腾柱PFC控制器(NCP1680, NCP1681)针对零交越点的控制机制(open loop pulses)[3]。当AC通过零交越点后，从较小的占空比开始转换SD1上Vds跨压。接着，逐渐增加占空比的时间，使Vds从400V降至0V，同时完成慢速臂的换相控制。NCP1680以及NCP1681提供设计者4种open loop pulses的选择，可根据慢速臂的输出电容(Coss)参数或是PFC电感量来选择适合的open loop pulses。

图7.NCP1680/1的零交越点的控制机制(open loop pulses)

安森美提供了一个500W高效率和高功率密的适配器方案(EVBUM2875)。如图8所示，该方案使用 图腾柱PFC控制器(NCP1681)和LLC控制器(NCP13994)完成游戏笔记本电脑适配器方案，同时搭配iGaN (NCP58921)将适配器的整体尺寸缩小到183mm*93mm*30mm，功率密度提升至16W/inch^3。

图8.500W游戏适配器方案

此外，该方案使用前面所提供EMI的对策，(1)在FG到PFC bulk 接地端之间加入Y电容(Cfg), (2) 调整iGaN的导通电阻(3) 并联电容于慢速臂(C3, C4), (4) 选择合适的open loop pulses来降低零交越点的电压斜率。图9为Conducted EMI的测试结果，可满足CLASS B的规格。

图9. Conducted EMI测试结果

参考数据

[1] Baihua Zhang, Qiang Lin, Jun Imaoka, Masahito Shoyama, Satoshi Tomioka, and Eiji Takegami, “EMI Prediction and Reduction of Zero-Crossing Noise in Totem-Pole Bridgeless PFC Converters,” Journal of Power Electronics, vol. 19, no. 1, pp. 278-287, Jan 2019.

[2] Baihua Zhang, Kewei Shi, Qiang Lin, Gamal M. Dousoky, Masahito Shoyama, and Satoshi Tomioka, “Conducted Noise Reduction of Totem-pole Bridgeless PFC Converter Using GaN HEMTs,” 2015 IEEE International Telecommunications Energy Conference (INTELEC), pp. 1-5, 2015.

[3] ON Semi, “NCP1681 Datasheet”.

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