正激变换器的磁通复位的基本原理就是利用能量可以在电感与电容之间相互转移来实现，在开关管关断后，通过电感电容LC组成的谐振电路，将变压器初级励磁电感存储的能量，转移到电容，实现变压器的磁通复位。
如果在功率MOSFET管漏极与源极两端并联一个电容Cr（或在变压器初级并联一个电容，二种电路连接方式交流信号回路等效），如图1所示。在开关管关断后，变压器的励磁电感Lm与电容Cr+Coss谐振，励磁电感存储能量就向电容Cr+Coss转移，励磁电感的电流iLm谐振下降，VDS电压谐振上升。当iLm下降到0时，完成磁通复位，励磁电感存储能量全部转移到电容Cr+Coss。其中，Coss为功率MOSFET管的输出电容。然后，Lm与Cr+Coss继续谐振，VDS电压大于Vin，Lm电感两端承受反压，反向激磁，iLm反向增加，VDS电压谐振降低。
图1 并联电容
复位过程中，能量转移的路径为：Lm-->Cr+Coss-->Lm-->Vin。
1、工作过程分析
完整的自谐振复位正激变换器电路，如图2所示。自谐振复位正激变换器整个工作过程有6个状态，工作波形如图3所示。
图2 自谐振复位电路
图3 自谐振复位工作波形
（1）模式1：t0-t1阶段
(a) iLm为负向电流
(b) iLm变为正向电流
图4 模式1等效电路iLm为负向电流
在t=t0时刻，开关周期开始，开关管S导通，输出整流管D1导通，输出续流管D2关断，变压器初级电压为Vin，Lm正向激磁，励磁电感电流iLm从初始负电流开始，随时间绝对值降低，从第1象限向第3象限过渡。
其中，ILm(0)为iLm的初始值。在t0-t1中间某时刻，iLm绝对值降低到0，iLm从负电流变为正电流,继续正向上升。
输出电感两端为正电压，输出电感正向激磁，电感电流iL随时间线性增加。
其中，IL(min)为iL的初始值。
在t=t1时刻开关管关断。
（2）模式2：t1-t2阶段
图5 模式2等效电路
开关管关断后，Lm与开关节点的寄生电容Cr+Coss谐振，开关节点电压VDS随着时间谐振上升，iLm继续谐振增加。初级电流等于变压器初级励磁电感的最大激磁电流ILm(max)与输出负载反射电流之和，此电流非常大，因此，这个阶段时间非常短，谐振过程可以等效为初级总电流对复位电容充电，VDS随着时间线性上升，iLm随着时间线性上升到最大值ILm(max)。
开关节点的寄生电容为开关管两端并联复位电容Cr、开关管输出寄生电容Coss、变压器初级寄生电容与复位二极管的寄生电容之和，Cr+Coss远大于其它电容之和因此，开关节点的寄生电容近似等于Cr+Coss。
复位电容充电，可以得到：
在t=t2时刻，VDS增加到Vin，VN1=0V，D1关断，D2导通续流，iLm达到最大值ILm(max)。
（3）模式3：t2-t3阶段
图6 模式4等效电路
D1关断后，输出负载电流不再反射到变压器的初级，这段时间内，Lm与Cr+Coss继续谐振，Lm两端变为负压，VDS随着时间继续谐振上升，iLm谐振下降，
谐振过程中：
因此：
其中：
D2导通续流，输出电压Vo反向加在输出电感的两端，输出电感去磁，iL随着时间线性下降。后面的阶段，输出回路都维持输出电感去磁的过程，一直持续到下一个开关周期开始。
在t=t3时刻，VDS增加到最大值，iLm=0。
（4）模式4：t3-t4阶段
图7 模式5等效电路
VDS增加到最大值，iLm=0后，Lm与Cr+Coss继续反向谐振，Lm两端为负压反向激磁，iLm从0负向谐振增加，VDS随着时间继续谐振下降，这个阶段谐振过程公式和阶段3完全相同。
在t=t4时刻，VDS谐振下降到Vin，iLm负向增加到最大值，iLm=-ILm(0)。
（5）模式5：t4-t5阶段
图8 模式6等效电路
VDS谐振下降到Vin后，VN1=0，VN2=0，VDS有继续谐振下降的趋势，如果VDS下降到略低于Vin，导致变压器初级绕组电压VN1大于0，次级绕组电压也大于0，D1导通，初级电流非常小，不足以提供输出负载电流，D2继续保持导通，此时，D1、D2同时导通，将变压器初级、次级绕组电压钳位在0，iLm保持负向最大值-ILm(0)不变。VDS维持在Vin，VN1=0。
在t=t5时刻，下一个开关周期开始，开关管导通。
2、开关管电压应力
从工作波形可以得到：在t3时刻，iLm电流谐振到0，变压器初级励磁电感存储能量全部转移到复位电容中：
开关管的电压应力取决于复位电容、变压器初级励磁电感及其最大激磁电流，变压器初级励磁电感及其最大激磁电流一定时，复位电容越大，VDS越小，开关管的电压应力越小；但是，开关管导通时，复位电容存储能量通过开关管消耗掉，导致开通瞬间，开关管电流应力增加，系统的效率降低。
3、工作波形
输入电压为36V-72V，输为12V/6A，开关频率为250kHz，Lm=300uH，不同Cr值，自谐振复位正激变换器的仿真波形如图9、图10、图11所示。
图9 Cr=390pF仿真波形
图10 Cr=3900pF仿真波形
图11 Cr=47pF仿真波形
如果复位电容太大，谐振周期变长，在开关管关断期间，iLm无法到0，变压器无法完成正常的磁通复位。因此，复位电容有一个需要优化的取值范围。
输入电压为36V-72V，输为12V/6A，开关频率为250kHz，Lm=300uH，Cr=390pF，实际作波形如图12、图13、图14所示。
图12 Vin=36V工作波形
图13 Vin=48V工作波形
图14 Vin=72V工作波形
这种复位方式与RCD复位不同之处在于：初级励磁电感存储的能量通过Lm与Cr+Coss谐振，将其返回到输入电源，VDS电压峰值完全取决于并联的电容值与初级励磁电感存储的能量的大小，因此，这种复位方式开关管电压应力非常大，但是，其电路结构简单，成本低，效率高，主要用于输入电压较低的小功率开关电源，如输入电压48V的通信电源。
