本文用于了解E类放大器如何在射频频率下提高D类放大器的效率。
为了提高D类放大器(Class D)的效率，其开关需要相对于操作频率相当快。随着我们向越来越高的频率迈进，这变得越来越具有挑战性。在D类射频放大器中，开关间隔可能占操作周期的很大一部分。来自寄生电容的损耗也随着频率的增加而增加，从而带来了进一步的问题。
E类功率放大器有效地克服了这些挑战。与D类放大器一样，它们也是开关模式放大器。然而，它们的负载网络是专门设计的，以最小化开关损耗，并将来自并联（晶体管输出）电容的能量引导到负载。在本文中，我们将讨论E类放大器的设计是如何避免D类放大器在高频操作时的缺陷的。
D类和E类电路的对比
考虑图1中所示的互补电压切换D类放大器。
图1. 节点A的寄生电容由Cp建模的互补电压切换配置。
在上图中，Cp 模拟了晶体管的寄生输出电容。晶体管在交替的半周期内开启和关闭，导致节点A的电压在VCC和地之间切换。每当发生转换时，Cp的充电和放电会导致一些能量作为热量在开关的导通电阻中耗散。
例如，对于从VCC到地的转换，晶体管Q2开启并放电最初存储在Cp中的电荷。这会在Q2的导通电阻中耗散一些能量。由于Cp的充电和放电而损失的总功率为：
其中 f 是放大器的开关频率。
D类放大器的操作涉及Cp的充电和放电，但存储在电容中的能量并未传递到负载。事实上，Cp的值根本不会影响输出射频功率——它从电源中汲取的功率都转化为热量而损失了。
相比之下，图2显示了最简单的E类放大器的电路原理图。
图2. 低阶E类放大器的原理图。
此电路中的晶体管被驱动为开关。射频扼流圈（L1）为电源提供了一个直流路径，并在射频下近似为开路。L0 和 C0 形成了一个串联调谐电路，将负载连接到晶体管的集电极。
在晶体管和C0之间是并联电容（Csh）。并联电容既包括在输出端添加的电容器，也包括器件输出的寄生电容。与D类放大器不同，存储在此电容中的能量不会作为热量耗散——相反，它被引导到负载。
正如我们将在本文后面看到的，Csh在E类放大器的操作中起着关键作用。然而，在此之前，我们需要理解有限开关速度的问题。只有这样，我们才能讨论E类功率放大器是如何处理这个问题的。
缓慢上升和下降时间对开关模式操作的影响
当开关的驱动信号是理想的时，它们近似为具有陡峭边缘的矩形波形。为了更准确地反映实际情况，我们应该假设开关的电流和电压波形是梯形而不是矩形。这在图3中有所说明。
图3. 实际开关的电流（上）和电压（下）波形具有非零转换间隔。
为了理解图3中的波形，请回顾开关模式功率放大器的基本概念——即，将晶体管作为开关而非电流源操作会导致更高的效率。理想开关不耗散功率，因为在任何时刻其电压和电流的乘积都为零。当开关开启时，它没有电压降；当开关关闭时，它没有电流流动。由于晶体管不耗散功率，因此开关模式功率放大器的理论效率可以接近100%。
然而，在实际中，晶体管的状态并不是瞬间变化的。在开关间隔期间，开关两端的电压和通过它的电流都是可观的。由于非零的IV乘积，功率在晶体管中耗散，从而降低了放大器的效率。
E类放大器通过策略性地使电压和电流切换转换在时间上相互错开，从而避免了这种情况。理想情况下，即使开关转换占射频周期的很大一部分，这也会导致晶体管中的功率耗散为零。这种时间偏移是通过仔细设计负载网络（包括器件输出端的并联电容Csh （图2中的））来实现的。在接下来的部分中，我们将研究这种设计是如何在开关关断和开启转换期间消除开关损耗的。
消除开关关断损耗
具有纯阻性负载的电路将具有图3中所示的开关电压和电流波形，其中开关电流的变化会转化为开关电压的瞬时和比例变化。然而，如果我们向负载网络中添加一个并联电容器，我们可以预期开关电压和电流波形的边缘之间会有一些延迟。这是因为电容器两端的电压变化（ΔVc）与电容成反比，如方程2所示：
对于给定的电流（I），额外的电容（C）在给定的时间间隔（Δt）内减小了ΔVc。因此，我们可以通过选择一个足够大的并联电容器来产生所需的时间偏移。
图4显示了添加时间延迟如何影响图3中的波形。
图4. 通过将集电极电压的上升延迟到开关电流降至零之后而产生的波形。
在图4中，在开关的开启到关闭转换期间（T1和T3间隔），电压和电流波形的非零部分没有重叠。因此，在关断转换期间，我们有IV=0，导致功率损失为零。然而，围绕T2间隔（关闭到开启转换）的重叠实际上增加了。
显然，仅仅引入延迟并不足以在两组转换期间都消除开关损耗。为了理解E类放大器如何在关闭到开启转换期间消除开关功率损耗，我们需要检查开关处于关闭状态时电路的情况。
消除开关开启损耗
图5显示了开关关闭时E类放大器的负载网络。
图5. 开关关闭时E类放大器的负载网络。
在开关关闭后，E类放大器的负载网络作为一个阻尼二阶系统工作，其电感器（L0）和电容器（C0 and Csh）中存储了一些初始能量。尽管在这个半周期内没有向负载网络施加输入，但系统中存储的初始能量会引起瞬态响应。由于 RL 耗散能量，瞬态响应最终会消失。
为了深入了解负载网络的响应，让我们使用图6中的LTspice原理图。请注意，此电路的初始条件和组件值都是任意选择的。
图6. 用于检查具有一些初始条件的串联RLC电路响应的LTspice原理图。
从我们的电路理论课程中，我们知道组件的值可以导致三种不同的瞬态响应类型：
* 过阻尼。
* 临界阻尼。
* 欠阻尼。
图7显示了对于三个不同的RL值，电容器（C1）两端电压的时间响应，这使我们能够检查所有三个阻尼级别。
图7. 对于RL=10Ω、20Ω和30Ω，串联RLC电路的响应。
尽管响应的形状取决于组件值，但RL的存在确保了最终的电容器电压为零。如果我们功率放大器中开关的关闭半周期足够长，当开关开启时，电容器电压实际上会降低到0V。与图4中所示的假设情况不同，这自动消除了关闭到开启转换期间开关电流和电压波形之间的重叠。
图8显示了E类放大器的典型（尽管不是理想的）开关波形。
图8. E类放大器的典型开关电流（上）和电压（下）波形。
总结
为了获得最佳性能，E类放大器中的负载网络应设计为产生临界阻尼响应。我们将在未来的文章中讨论其原因。然而，在此之前，我们将研究E类功率放大器设计的理想开关电压和电流波形。我们还将讨论生成这些波形的实际约束。
来源：EETOP编译自allaboutcircuits
原文：
https://www.allaboutcircuits.com/technical-articles/introduction-to-the-class-e-power-amplifier
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