点击上方名片关注了解更多为了进一步降低成本，H桥PFC由原来的光耦隔离驱动电路改为采用高压浮驱芯片的电路。
1. 用IRS21850浮驱芯片，在起机的过程中会出现异常的高电平，有一定概率导致PFC炸机。
2. 用FAN73711浮驱芯片，在起机时没有发现异常的高电平现象，基本能够正常工作，但是在更加恶劣的工作状态下会发生炸机，比如在源跳变时会发生PFC炸机。
图1 PFC主电路图
图2 PFC驱动电路
采用IRS21850浮驱芯片，起机时出现异常高电平现象。
图3 通道1 为驱动芯片输入（PIN2）波形，通道2为VS-COM的电压波形，通道3为驱动芯片输出（PIN7）的电压波形。
图4 通道1 为驱动芯片输入（PIN2）波形，通道2为VS-COM的电压波形，通道3为驱动芯片输出（PIN7）的电压波形，通道4为输入电压波形。
我们做了以下实验：
这个异常的高电平现象总是出现在交流输入的正半波的最高值，并且只出现一次，起机运行后一直不会出现这个现象。
换成FAN73711后没有出现这个现象。
170V以下空载起机不会出现这个问题，180V以上起机会出现这个现象。（感谢关注公众号：硬件笔记本）
当170V以下空载起机，其占空比相对较大，180V以上起机占空比相对较小。
驱动做RC削波处理后，空载起机一直没有出现这个现象。
驱动做RC削波处理后，其占空比会相对较大。
用二极管钳位或者二极管串联稳压管钳位的方式，可以消除这个现象。
后来跟IR公司的FAE沟通后，他们解释为这种浮驱芯片有最小脉宽的要求，当输入脉宽低到一定程度，会导致芯片内部丢失关断信号，导致一直处于高电平状态，这是由于芯片内部有消隐电路，脉宽太小，会导致上升沿或下降沿信号丢失，IR的FAE推荐最小脉宽最好高于400ns.
因此这颗芯片不适合在我们这种电路上使用。
问题2：用FAN73711浮驱芯片，在起机时没有发现异常的高电平现象，基本能够正常工作，但是在更加恶劣的工作状态下会发生炸机，比如在源跳变时会发生PFC炸机。
经过与Fairchild公司的FAE沟通，他们认为这个芯片没有窄脉宽的问题。FAN73611也有跟IRS21850的问题，但是FAN73711在窄脉宽的问题上做了改进，因此不会出现跟IRS21850类似的窄脉宽问题。（感谢关注公众号：硬件笔记本）
排除了窄脉宽引起的问题，那么源跳变时为什么PFC电路会发生炸机的问题呢？
查阅Fairchild公司关于高压浮驱芯片的用户手册，在以下两个情况下，芯片内部寄生二极管D_BS或D_BCOM前向或反向导通，会导致寄生SCR闭锁，造成输出异常。
Fairchild高压浮驱芯片设计和使用准则：
产生PFC炸机的原因很可能是VS-COM出现较高的负压的现象，导致芯片内部寄生二极管导通，芯片出现闭锁效应，出现长时间高电平现象，PFC炸机。
图5 VS-COM的电压波形
交流正半周VS-COM之间的电压不发生抖动，被慢速二极管钳位到母线电容的地。而在交流负半周，VS-COM之间的电压有高频抖动，对应于PFC的驱动。
图6 VS-COM之间的电压波形，展开后的VS-COM之间的电压波形
VS-COM之间负压如何产生的？
图7 交流输入正半周，MOS管关断换流期间产生负压的机理
AC交流输入正半周，MOS管关断换流期间，AGND_DRV与AGND之间存在负压，这是由于器件的寄生电感和PCB走线的寄生电感，在高di/dt的情况下产生了负压。上面的图示中，L1为Q2的寄生电感，L2为D2的寄生电感，L3为PCB走线的寄生电感，关断时刻产生的电压方向如上图所示。
稳态时：Vvs-com=VQD2 - VD2
换流时：Vvs-com=VQD2 - VD2 - L1*dIL1/dt - (L2+L3)*dil2/dt
图8 交流输入负半周，MOS管关断换流期间产生负压的机理
AC交流输入负半周，MOS管关断换流期间，AGND_DRV与AGND之间存在负压，这是由于器件的寄生电感和PCB走线的寄生电感，在高di/dt的情况下产生了负压。上面的图示中，L1为Q1的寄生电感，L2为D4的寄生电感，L3为PCB走线的寄生电感，关断时刻产生的电压方向如上图所示。
稳态时：Vvs-com=VQD1 - VD4
换流时：Vvs-com=VQD1 - VD4 - L1*dIL1/dt - (L2+L3)*dil2/dt
因此可以归纳总结出在负压产生的时刻是MOS关断换流的时候产生的。
在短路或者动态，较大的电流变化率时，将产生足够大的负压，超过VS-COM之间可以承受的负压范围，此时芯片会发生失效。（感谢关注公众号：硬件笔记本）
FAN73711芯片正常工作条件下，VS脚可以承受的负压范围如下图。
图9 VS脚的SOA工作区
由于负压的大小比较难以测试准确，因此，我们通过验证的方式，来检验措施的可行性。
1. 增加PFC驱动电路的驱动电阻，降低di/dt，以减小寄生电感产生的负压尖峰。
我们将PFC驱动电阻由原来的3.75ohm改为10ohm，测试85V~290V 1000W源跳变，PFC MOS依然会炸机。
2. 在VS-COM之间加RC吸收，R为3个18ohm电阻，C为1个100pF，发现没有太大效果，源跳变依然会出问题。
3. D101和D102由原来的快恢复二极管改为SIC二极管，没有效果，源跳变依然会炸机。
4. D101-1和D102-2并联10nF金膜电容，没有效果，源跳变依然会炸机。
5. 在VS-COM之间加钳位二极管（编码为15010247），有效果，测试85V~290V 1000W源跳变不会出现炸机的问题。
6. 在VS-COM之间加二极管并联3.3V稳压管，有效果，测试85V~290V 1000W源跳变不会出现炸机的问题。
图13 使用二极管钳位的方案
图14 使用二极管串联稳压管钳位方案
值得注意的是：钳位吸收的摆放的位置非常关键，影响到吸收的效果。
图15 钳位二极管的摆放位置
将二极管的阳极放在1的位置时，源跳变还是会炸机，移动到2时就不会出现问题。
虽然位置1和位置2是在同一个PCB网络上，但是位置1~2之间有走主功率电流，如果将吸收电路放在位置1，只能吸收一部分的主功率回路产生的负压尖峰；放在位置2，能够完全吸收整个功率回路产生的负压尖峰。因此应该将吸收的位置放在2的位置。
关于吸收摆放的位置，我们还做了一个实验，就是将吸收电路放在驱动芯片的根部，即驱动芯片VS脚和COM脚，也能达到同样的效果，源跳变不会发生炸机。（感谢关注公众号：硬件笔记本）
另外，由于PCB上的Vb和Vs脚之间的解耦电容放置得很远，较大的扰动下可能导致Vb产生负压，使得芯片失效，因此建议在靠近Vb和Vs脚之间增加一个1uF的解耦电容。
图16 VS-COM的电压波形，53.5V 37.4A，未加钳位二极管吸收
图17 VS-COM电压波形，180V~280V源跳变 1605W，加钳位二极管吸收
图18 VS-COM电压波形，180V~280V源跳变 1605W，未加钳位二极管吸收
从图17和图18可以发现，加了钳位吸收后，源跳变时的负压有所减小。
图19 VS-COM电压波形，85Vac~290Vac 1000W源跳变，未加二极管钳位出现炸机
图20 VS-COM电压尖峰，85Vac~290Vac 1000W源跳变，未加二极管钳位出现炸机
未加钳位吸收电路，85Vac~290Vac 1000W源跳变，出现炸机的现象，图19和图20是最后炸机的波形，可以看出正半周时负压已经达到35.8V，这就是导致驱动芯片异常的原因，导致驱动异常，PFC炸机。
图21 使用二极管钳位，二极管上的电流波形，53.5V 37.4A 2A/div
图22 使用二极管钳位，二极管上的电流波形(绿色通道)，红色通道为驱动波形，53.5V 37.4A 2A/div
图23 使用二极管钳位，二极管上的电流波形(绿色通道)，红色通道为驱动波形，53.5V 37.4A 2A/div
图24 使用二极管串联稳压管钳位，二极管上的电流波形，53.5V 37.4A 200mA/div
图25使用二极管串联稳压管，二极管上的电流波形，53.5V 37.4A 200mA/div
图26 满载条件下，用示波器计算稳压管上的平均电流
图27 满载条件下，用示波器计算稳压管上的平均电流
测试时我们用的稳压管为3.3V SOT-23封装的稳压管，稳压管的选择需要满足两个条件，平均功耗和瞬时功耗（瞬时电流）。
看波形，平均功耗大约100mw,瞬时功耗大约3、4W，瞬时电流大约1A。
选SOT-23基本可以满足要求，但1A的瞬时电流比较悬，这种封装的键合线耐受的电流峰值也就在1A到数A，物品部建议选择SOD123封装的器件比较保险，可以满足要求并且有一定裕量。
通过二极管串联稳压管钳位吸收后，为了验证其可靠性，我们分别作了高低温源跳变和极限ATE测试。
测试项目包括：环温-20度85V~290V 1000W源跳变 2小时，-20度 176V~290V 2000W源跳变2小时，55度85V~290V 1000W源跳变2小时，55度176V~290V 2000W源跳变2小时，测试均能通过，模块不损坏。
H桥PFC驱动采用FAN73711的方案，由于VS-COM之间主功率走线通过了MOS管和整流桥，走线相对较长，导致寄生电感比较大，MOS管关断时存在负压的尖峰，超过了芯片VS脚的安全工作电压，导致驱动芯片异常。（感谢关注公众号：硬件笔记本）通过在VS-COM之间加钳位二极管或者钳位二极管串联稳压管，具有一定的效果，经过测试，源跳变不会发生炸机。另外，由于PCB的Vb-Vs脚的解耦电容相对较远，对芯片的抗干扰能力也有影响。
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