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开关变换器控制器(芯片)是DC-DC变换器的核心，可分为PWM控制芯片和PFM控制芯片两大类。其中PWM控制芯片的主要功能是产生频率固定、脉冲宽度随变换器输入及输出电压变化的脉冲信号来控制变换器内开关管的导通时间，从而使DC-DC变换器输出电压保持稳定；而PFM控制芯片的主要功能是产生低电平时间或高电平时间固定，但开关频率随变换器输入及输出电压变化的脉冲信号来控制开关管的导通时间，从而使DC-DC变换器输出电压保持稳定。一个是定频，一个是变频，变和不变的控制逻辑；根据采样对象的不同，可将PWM控制器分为电压型和电流型两大类。为简化不同拓扑变换器的外围电路，众多半导体生产厂家为不同拓扑变换器设计了相应的PWM控制芯片或PFM控制芯片，其中传统硬开关反激、正激变换器可共用同一类PWM控制芯片，如UC384X系列芯片、FAN67XX系列以及On-Bright公司的OB2262、OB2263、OB2273等；传统硬开关半桥、全桥变换器也可以共用同一类PWM控制芯片，如TL494及其兼容芯片KA7500、SG3525芯片等；而FAN7930、L6562、MC33262、OB6563等PFM控制芯片又专为APFC变换器设计；QR反激变换器有专用的QR控制芯片，如飞兆的FAN6300系列(包括FAN6300A、FAN6300H)，安森美的NCP1207、NCP1380系列，昂保的OB2201、OB2202、OB2203等；半桥谐振LLC变换器也有专用的PFM控制芯片，如ST公司的L6599与L6599A、飞兆半导体的FAN7621、FAN7631等，已并入安森美。由输出电压取样电路、误差放大器EA、比较器CP、振荡器OSC、锯齿波发生器以及承担电平锁存功能的SR触发器等部件构成。
工作原理：占空比发波大小由输出电压Uo进行采样，控制PWM占空比，使得输出电压电压稳定；在VM PWM控制器中，振荡器的开关频率是固定的，锯齿波的输出信号斜率也是固定的，PWM调节器实际是一个电压比较器，误差放大器EA输出信号Uc为受输出电压控制的一个模拟信号，当输入电压抬高，VC是减小的，反之是增加的，振荡器clk输出高电平，RS触发器Q置高，相当于时钟上升沿发波，什么时候停止发波低电平呢？受控于R端，R端变低，停止发波，再到下一个时钟上升沿再次发波；那占空比高电平始于CLK，终于R变低，整个周期clk的周期固定，占空比变低的时间为VC和斜波比较，当斜波大于VC时，停止发波；详见图1中间波形优点：电压型控制器不需要斜率补偿电路，只有一个闭环反馈回路，缺点：但反馈补偿电路设计相对复杂，最大缺点是对输入电压UIN 变化反应速度慢。例如，当输入电压UIN 发生阶跃跳变时，由于变换器输出端接有大容量滤波电容，输出电压UO 可能会出现明显的波动，经历一段时间后输出电压UO 才逐渐趋于稳定。因此，在电压型 PWM 控制器中可能还需要增加前馈电路，强迫锯齿波电压斜率随输入电压UIN 升高而增加，相当于减小占空比，斜率增加了，需要很短时间就复位了，起到了前馈作用；如TI的控制器 UCC3750 buck 控制器 VM控制具有前馈作用；提前补偿，有前馈的补偿，可以使得占空比和输入电压没关系，这样补偿也变得容易。电流型控制的开关电源技术与设计为改善开关控制器动态响应速度，1972年F.C.Shiwarz提出了电流型(Current Mode Control)控制器模型，它实际上是电流、电压双闭环负反馈控制系统，借助电压闭环负反馈稳定输出电压 ，以便获得良好的负载调整率；借助主开关电感或开关管电流闭环负反馈形成的前馈特性改善输入电压突变的响应速度，以便获得良好的线电压调整率。电流型控制器包括了峰值电流控制、平均电流控制、电流滞环控制三种方式。
工作原理：双闭环，外环电压环，内环电流环；通过输出电压的取样，控制PWM信号的占空比使得输出电压稳定，通过对电感电流进行取样，使得能够即时感知输入电压的变化，电流型PWM控制器中，振荡频率也是不变的，误差放大器的EA输出UC幅度决定着输出电压，在开关管Q1截止器件，取样信号为0，CP比较器的同相输入段Wie0，反相输入段Uc大于0，所以R端为0，触发器为高有效，当振荡器 OSC 高电平时触发S=1，Q值=1，打开MOS Q1,相当于时钟开门，关门是RS检测电阻上的电流斜波幅值决定，当大于UC时，触发高电平R=1，Q=0，关闭Q1，ton结束，进入toff，之道下一个时钟上升沿到来，开启下一个ton时刻，周而复始，RS触发器有两个功能（触发和保持功能。S=1触发开启，R=1 触发复位，其他时刻都是保持）；优点：由于电感电流 IL=uin/L*T 检测电阻上电压波形US=IL*RS=uin/L*RS*t,可以看见斜波斜率受输入电压影响，成正比，本身就具备了电压前馈特性，对输入电压Uin的突变相应速度快，引其实恒流源控制，相对于VM控制，其补偿容易些，一般需要2型补偿或者基本的1型补偿就可稳定；如下图 3在输出电压升高和降低，输入电压降低时的占空比调整过程，可以看到输入电压降低时，直接改变占空比维持电感电流的稳定，所以其相应相对于VM调整更快。比较适合宽压输入的拓扑。
缺点是：CM在Q1开通时，由于变压器寄生电容通过MOS瞬间充电，引其前沿电压尖峰，一般需要RC滤波躲过，或者控制器里面有滤波或者延时计数等躲过，另外其占空比如大于0.5 CCM，有次谐波振荡，需要斜波补偿；对于DCM模式，不需要。工作在CCM模式下，占空比D>0.5出现次谐振现象；具体的表现为系统受到干扰，输入电压突变又恢复，负载突变又恢复等，相邻的两个开关周期，会因为电感电流的偏移，使得TON导通时间出现长短交替，使得系统进入失控状态，尤其是测试上出现大小波，出现比正常的开关频率更低的振荡，就是所谓的次谐波振荡现象。具体的可用图4形象地解释。其中粗实线表示正常状态下的斜坡电压，虚线表示受干扰后的斜坡电压。
图 4 CCM D>0.5 次谐波现象 D<0.5次扰动减小图中，BOOST电感电流IL经过检测电阻采样，作为电流斜波信号，导通斜波US=IL*RS=uin/L*RS*t随着导通时间线性增加，变换器受到扰动后的第K个周期内，电感电流从最小值从IL’线性增加，如负载突然减小又快速恢复的扰动引起，或者输入电压有突变抬高后又恢复等，都会引起IL’降低，而控制器的ton 在第K个周期增加到Ton'，按理说应该经过数个周期后恢复到正常值，但是这个小小的扰动使得占空比大于0.5时，经过K+1,K+N, TOn时间缩短，以此往复，导致系统进入不稳定状态，形成次谐波震荡，而在DCM和CRM模式，因为每个周期IL均从0开始，所以不会出现此问题，仅仅扰动影响当前的开关周期占空比增大或者缩小；而当占空比小于0.5时，高中的几何原理很容易证明占空比增量逐渐缩小，扰动变小；为此，在由峰值电流型PWM控制器构成的DC-DC变换器中，为避免占空比D>0.5时，CCM模式下峰值电流型PWM控制器出现次谐振现象，可使比较器的控制电压UC呈现向下的斜坡，或者在电流检测同相端增加一个谐波，（在电感电流对应的斜坡电压上叠加一个同频的斜率补偿电压，使等效的斜坡电压斜率增加。）目的是减小占空比，这块实际是引入一个谐波搞定占空比扰动；
(1)如果变换器工作在CCM模式，将占空比限制在0.5以内，可避免产生次谐振现象；(2)在最小输入电压下，占空比D可能大于0.5时，选择DCM或BCM模式，也不存在次谐振现象；(3) 在最小输入电压下，占空比D可能大于0.5，且变换器又必须工作在CCM模式时，则只能借助斜率补偿电路，方能避免出现次谐振现象，确保变换器稳定工作。尽快峰值电流型控制策略在特定的条件下存在斜波补偿电路，但是其优点非常明显，消除了电感的双极点，使得系统的LC传递函数降为1阶，环路稳定补偿更容易，另外线调整率提高，对输入电压的相应速度快，很容易实现CBC逐周期限流保护，简化了过流保护电路设计，当多模块并联时，每个模块的基准均来自输入电压基准VC，很容易实现并联均流，目前绝大多数电流型反激，正激变换器Pwm控制芯片均采用这种控制方式。此控制模式是1987年由B.L.WILKINSON 提出的平均电流型控制，该控制方案在PFC电路中得到了广泛应用。如下图6
其工作原理：UO经过输入采样通过FB送误差放大器的反相输入端，与参考电压误差经放大补偿之后的信号VE作为内环电流环的基准信号，这块与前面的VM,峰值CM控制相同的外环，VE作为内环平均电流的基准，峰值电流 CA为比较器，此平均电流为电流误差放大器，放大电感电流IL与UE的差值产生VC信号 VC信号再与锯齿波切割产生PWM，可见平均电流控制信号也是电压电流的双闭环控制系统；优点：这种平均电流控制抗干扰能力强，稳定性高，缺点：电感平均电流采样电路复杂，检测元件体积大，功耗大；电流滞环型控制也通过采样电感电流，并与给定的电感上限电流、下限电流比较。当变换器电感电流大于Ilmax时，PWM输出低电平，使开关管断开，电感电流下降，当下降到低于Ilmin时，使得开关管导通；以此往复，由于电感电流的上升和下降斜率与负载轻重，与输入电压相关，因此电流滞环型控制的开关频率是不固定的，会随着负载轻重和输入电压的变化而变化，属于PFM的调制范畴当然以上是经典的控制模式，不局限于这几种控制，还有电荷控制，单周期控制，数字PID控制等。可根据控制器的设计模式进行分析。本文讲解了 PWM VM和CM（峰值，均值）， PFM （COT控制模式）经典控制方式。是目前常用工作方式，应用广泛。
来源：https://www.toutiao.com/article/7286381191078134330
为什么ADC采集电路前级要加一个电压跟随器？有啥用？
