SiC仿真攻略手册——使用仿真模型进行拓扑分析

在图28中，飞跨电容升压(FCB)是一种用于太阳能应用的拓扑结构。由于面板输出电压随功率而增加，因此使用的标称电压在1000V以上，而 1200V器件额定电压不足以在这些情况下提供安全裕量。如果无法获得额定电压较高的器件或其效率较低时，堆栈拓扑通常可以解决这一问题。FCB就是其中的一种。它具有单输入和输出电压的优势——不需要使用复杂或额外的平衡回路来控制中点电压以获得分总线电压。

图28.飞跨电容升压原理图

达到稳态后，我们可以使用图29至31中的结果分析该工作点的几个参数。

图29.飞跨电容升压开关电流波形

图30.飞跨电容升压电容电流波形

图31.飞跨电容升压电容电压波形

我们可以局部放大MOSFET和二极管的导通与关断。

图32.飞跨电容升压开关导通和关断电流波形

图33显示QL和QH在导通时出现明显的电流尖峰。这种存储在SiC二极管肖特基势垒中的电容能量看起来像是一种反向恢复。我们使用2.5Ω 外部门极电阻，在QL和QH导通和关断时的dV/dt和di/dt会非常高。通过增加外部栅极电阻，我们将限制这些现象，但会增加导通持续时间（和关断持续时间，如果导通和关断使用相同的电阻，如本仿真原理图所示）和导通损耗（和关断损耗）。这始终是一种折衷方案。

利用热电仿真模型获得热电等效性，可以直接获取器件的平均功率损耗。如我们所知，在这种等效关系中，电流代表功率（而电压代表温度）。因此，测量从TCase引脚流出的电流将可提供功率流。作为器件热阻抗模型的内部Cauer网络充当“非常”低通滤波器，对该功率流进行滤波。因此，如果我们构建一个DC-DC功率级，在“长时间”尺度（大多数时间为1毫秒左右）上进行仿真，可以得出每个有源元件的平均功率损耗。

让我们看一下这个飞跨电容升压的效果。

图33.使用“TCase”引脚电流/功率流和结温升高测量损耗

Tj曲线在导通和关断时突然升高。所有有源器件的损耗和Tj都不相同，因为飞跨电容电压值不等于输出电压值的一半。这也是电感电流不是锯齿状的原因（图33）。

我们使用不同的外部栅极电阻值（Rg=2.5Ω；5Ω；10Ω）。图34和表5 显示了MOSFET导通期间对电流尖峰的影响。

图34.飞跨电容升压MOSFET导通电流波形局部放大

（使用不同的外部栅极电阻）

深色曲线为Rg=2.5Ω时；中色曲线为Rg=5Ω时；浅色曲线为Rg=10Ω时。

表5.不同外部栅极电阻的电流尖峰值

图35显示了使用Rg=10Ω的电阻对损耗和结温上升的影响。

图35.高外部栅极电阻下的损耗和结温升高

对于图35中Rg=10Ω时的损耗和结温上升，我们使用与图33中Rg=2.5Ω时相同的坐标刻度。我们可以比较二极管负尖峰降低和开关时间延长对损耗和结温上升的影响。由于存储在二极管中的电容能量会在 MOSFET中耗散，因此二极管不受外部栅极变化效应的影响。两种情况下的损耗和结温上升相同。但是，正如预期的那样，Rg=10Ω时较长的换向持续时间会导致两个MOSFET的损耗增加和结温上升。温度差异约为1°C，损耗差异约为2至3W。

能源基础设施中的许多应用广泛使用这两种类型（或三种，若考虑A-NPC）的开关单元，如图36所示。

图36.I-NPC（灰色表示A-NPC）和T-NPC单元

借助仿真，我们可以对其进行比较并提取不同工作点的性能参数。

这里，我们将在降压级（针对逆变器应用）比较这三种结构，该降压级的工作电压从400V降至至200V，电流为20A。为了加快仿真速度，我们将在DC-DC中运行各单元，因此只有高压侧开关在工作。我们将使用自振荡控制来避免反馈回路稳定性问题，并在100kHz开关频率附近工作。这样，将在2个周期内达到一个几乎稳定的点。然后，运行仿真以达到热平衡，这需要花费更长时间，因为热阻抗是非常低的时间常数。

可以采用两种栅极驱动策略：首先，使用MOSFET体二极管在中性箝位分支中进行续流，其次，通过用于主开关的互补开关信号（表6中的 SR T-NPC）驱动该续流MOSFET。我们将尝试不同的结构，采用不同代技术的二极管和MOSFET。

我们的第二代650V SiC MOSFET(M2)不能用于在如此高的开关频率下运行，而我们的第三代(M3S)完全可以。因此，我们预计650V M2的损耗高于1200V M3S。

表6.不同中性点箝位设置的导通和关断能量

如果我们分析表6中的结果，A-NPC虽然有恢复损耗，但压降低于肖特基，它并不会带来更高的效率。两者之间的更优选择仍然是I-NPC。这种折衷还取决于开关频率，即90kHz，在更低开关频率下，较佳选择则可能是A-NPC。

由于存在SiC MOSFET的P-N结体二极管，即使我们使用M3S器件，在关断期间不驱动中性箝位器件的T-NPC也会产生糟糕的结果。但是，如果我们像驱动同步整流器(SR T-NPC)一样驱动SiC MOSFET，则M3S 可获得良好的效率，而M2则由于高频性能较差使得效率更低。SR T-NPC单元结构很受欢迎，它具有良好的性能，并且与I-NPC或A-NPC需要六个器件相比，只需四个器件，因此在新设计中被广泛采用。

在快速直流充电中，当功率流为双向时，通常使用6-Pack升压（图 37）作为有源前端或功率因数校正器。

图37.6-Pack升压功率级

控制涉及D-Q变换。可以加入或激活三次谐波注入，用于降低总线电压或调制指数，以分析对总损耗的影响。我们还实施了前馈操作，尽可能减少反馈效应，从而根据输入电压和理论输出值预测工作占空比（图41和42）。因此，控制环路仅补偿动态效应（如温度、色散和延迟等）以及理论输出电压与瞬时输出电压之间的不匹配。我们使用正弦波脉冲宽度调制(SPWM)来生成每个占空比。这不是最有效的方法，但易于实现。此外还需要一个简单的双斜坡锯齿信号，为所有带有简单比较器的开关进行双边沿对称调制。

由于该拓扑是双向的，因此无不连续模式有利于补偿器设计。我们在外部输出电压控制环路中配置了一个PI补偿器。对于两个内部电流环路，我们还为直接和二次成分应用了PI补偿器。图40显示了反馈误差和归一化控制变量，无论有没有三次谐波，它们都是相同的。

图38.无三次谐波注入的输入和输出波形

图39.有三次谐波注入的输入和输出波形

图40.控制变量和误差变量。控制和误差不受三次谐波的影响

我们将在此示例中使用欧洲电网平均电压值（230VAC，50Hz）。输出电压为950VDC，输出功率为52kW（图38和39）。

我们添加了一些寄生元件，其实际值取自升压电感和输出电容的元件数据手册。对于SiC MOSFET，每个位置都使用新一代22mΩ 1200V M3S TO247-4L(NTH4L022N120M3S)器件。如果并联使用多个器件，我们可以将其组合到一个子电路中，以便重复使用该原理图。这也提供了灵活性，如果我们希望针对不同的输出功率尝试并联1个、2个或更多个开关并找到优化配置，就可以更快速地更改开关配置。例如，附录中的原理图使用了三个并联器件。

此处的目的是研究碳化硅MOSFET的开关性能并提取系统损耗。我们将分别在无三次谐波注入和有三次谐波注入的情况下进行此分析。

图41.无三次谐波注入的前馈和占空比

图42.有三次谐波注入的前馈和占空比

为避免仿真器因损耗计算而过载，我们将在最后使用一个脚本执行这些计算，并将结果显示为文本和曲线。

图43.在电网周期内无三次谐波注入的损耗

图44.在电网周期内有三次谐波注入的损耗

分析图43和44，我们可以得出结论：使用三次谐波可改善每个正弦波半周期内高压侧和低压侧开关间损耗的平衡。在无三次谐波注入的情况下，每个半周期的两个峰值约为122W和185W，而有三次谐波注入时，峰值约为140W和165W。

运行该脚本得到一个电网周期内的平均结果，具体如下表7所示。

表7.一个电网周期内的平均损耗

如果我们考虑由于长时间仿真期间的数值精度导致的一些误差，可以说，无论是否有三次谐波注入，总损耗都是相同的。这一说法众所周知，利用物理和可扩展模型的仿真证实了这一点。