该文章是关于频率合成器的设计和分析的，重点讨论了相位噪声和频率噪声的测量和分析方法。
文章介绍了PLL频率合成器的一般设计过程，包括选择电路配置、选择元件和开环传递函数的建立。
接下来的步骤包括模拟器和实际电路的搭建与测试，并对模型和实际性能进行比较和调整。
如第 一 部分所述，锁相环 (PLL) 在当今的高科技世界中无处不在。几乎所有商业和军用产品都在其运行中使用它们，并且相位（或 PM）噪声是一个主要问题。频率（或 FM）噪声密切相关（瞬时频率是相位的时间导数），通常被认为是在相位噪声的范畴内（也许两者都可能被视为“角度噪声”）。幅度（或 AM）噪声是另一个考虑因素。
虽然两者都会影响 PLL 性能，但幅度噪声通常是自限性的，不会产生任何后果。因此，PLL 输出和 RF 组件的相位噪声是主要问题。当然，输出相位噪声是最终关注的问题，并且很大程度上取决于每个组件的相位噪声。造成组件相位噪声的因素有很多，例如电源、EMI 和半导体异常等，了解这些因素使我们能够实施组件相位噪声的缓解策略，并最终实现输出相位噪声的缓解策略。
第 1 部分讨论了相位噪声的简要理论和典型测量及其分析（建模、仿真和传播），并展示了大多数计算机辅助设计 (CAD) 应用程序使用的方法。第 2 部分深入研究用于分析的假设 PLL 频率合成器的设计。
为了演示第 1 部分中回顾的概念和方法，我们设计了一个假设的单环 8 至 12 GHz/50 MHz 步长（通道间隔）整数合成器，具有 25 MHz 参考（50 MHz 是可实现的最小步长，因为，展望未来，我们将使用固定模数除以 2 预分频器）。它将通过在 10 GHz 中频输出处实现最低相位噪声来设计，以实现整个频段内最低的平均输出相位噪声。我们遵循标准的设计程序：
1. 审查规格。
对于此示例，唯一的规范是如上所述的相位噪声（对于此示例明确的不切实际的过度简化）。
2. 选择电路配置、类型、顺序和环路滤波器拓扑。
离散（而不是 I2C 或混合）配置、类型 2、二阶和一阶有源 PI 环路滤波器（因其简单和流行而选择）。
3. 选择组件。
参考：著名电子制造商的 100 MHz OCVCXO （图 5 和 6
5. 制造商提供的 8 至 12 GHz 输出/50 MHz 步进 PLL 频率合成器的参考 (100 MHz OCVCXO) 数据表。
6. 参考 (100 MHz OCVCXO) 相位噪声图（图 5）与通用相位噪声模型（第 1 部分中的图 3）适合 8 至 12 GHz 输出/50 MHz 步进 PLL 频率合成器的图。
参考分频器：著名电子制造商的可编程整数分频器，范围 K r (= 1/R) = 1/1 至 1/17 (R = 1 至 17) 编程为：
在所有 GHz 下 R = 4。
反馈分频器：著名电子制造商的可编程整数/小数分频器，用于整数模式，范围 K m (= 1/M) = 1/32 至 1/1048575 (M = 32 至 1048575) 编程为：
8 GHz 时 M = 160
9 GHz 时 M = 180
10 GHz 时 M = 200
11 GHz 时 M = 220
12 GHz 时 M = 240
预分频器：著名电子制造商的固定模数除以 2 预分频器，K p (= 1/P) = 1/2 (P = 2) 给出总反馈因子 K n (=1/N) = 1/MP (N =MP) 生产：
在所有 GHz 下 P = 2
N = MP = 320（8 GHz）
N = MP = 360（9 GHz）
N = MP = 400（10 GHz）
N = MP = 440（11 GHz）
12 GHz 时 N = MP = 480。
VCO：著名电子制造商的 8 至 12.5 GHz 低噪声 VCO 11，具有：
8 GHz 时K v = 900 MHz/V [5.7(10 9 ) rad/S/V]
9 GHz 时K v = 825 MHz/V [5.2(10 9 ) rad/S/V]
10 GHz 时K v = 725 MHz/V [4.6(10 9 ) rad/S/V]
11 GHz 时K v = 540 MHz/V [3.4(10 9 ) rad/S/V]
12 GHz 时K v = 375 MHz/V [2.4(10 9 ) rad/S/V]
相位检测器：著名电子制造商的相位/频率检测器 (PFD)，带有增益控制电路，可补偿整个 VCO 频段的K v变化（保持 K ψ K v = 恒定），从而产生有效的：
K φ = 0.134 V/rad（8 GHz）
9 GHz 时K φ = 0.147 V/rad
10 GHz 时K φ = 0.166 V/rad
11 GHz 时K φ = 0.225 V/rad
12 GHz 时K φ = 0.318 V/rad
环路滤波器/误差放大器：著名电子制造商的运算放大器（具有足够的增益、精度、噪声、带宽、稳定性、电源要求和输出电压/电流驱动能力）。
4. 开发射频组件的相位噪声模型。
我们使用相位噪声分析程序（第 1 部分）的步骤 1 至 6 来开发 RF 组件相位噪声模型并在图 7中对其进行仿真。我们展示了参考的完整开发过程，包括适合其数据表相位噪声图（图 5 和 6）的通用相位噪声模型（图 3，第 1 部分）以及其计算和生成的特定相位噪声模型。
7. 10 GHz 中频输出处的 RF 分量和基座相位噪声显示了8 至 12 GHz 输出/50 MHz 步进 PLL 频率合成器的 VCO/基座交叉处的最佳环路带宽 f g 。
对于其他组件，为了简洁起见，我们仅显示它们的计算和由此产生的特定相位噪声模型（此外，为了简单起见，没有对环路滤波器/误差放大器进行建模，因为它不是射频组件，并且其分析比射频组件1 ):
A. 参考（100 MHz）
相位噪声模型点LdB j (f k )，从将通用相位噪声模型拟合到数据表图：
地板段：0 dB/dec (17 kHz - ∞ Hz)
底点：LdB 0 (f a ) = −180(17 kHz) (dBc/Hz)
L 0 (f a ) = 10 LdB 0/10 = 10 -18.0 (17 kHz) (伏特比2 /Hz)
闪烁段：−10 dB/dec (7 kHz - 17 kHz)
中点：LdB 1 (f b ) = −178(11 kHz) (dBc/Hz)
L 1 (f b ) = 10 LdB 1/10 = 10 -17.8 (11 kHz) (伏特比2 /Hz)
闪烁段：−20 dB/dec (200 Hz - 7 kHz)
中点：LdB 2 (f c ) = −159(1 kHz) (dBc/Hz)
L 2 (f c ) = 10 LdB 2/10 = 10 -15.9 (1 kHz) (伏特比2 /Hz)
闪烁段：−30 dB/dec (10 Hz - 200 Hz)
中点：LdB 3 (f d ) = −127(50 Hz) (dBc/Hz)
L 3 (f d ) = 10 LdB 3/10 = 10 -12.7 (50 Hz) (伏特比2 /Hz)
来自上述相位噪声模型点的相位噪声模型系数 h j ：
h 0 = L 0 f a 0 = 10 -18.0 (伏特比2 Hz -1 )
h 1 = L 1 f b 1 = (10 -17.8 )[11(10 3 )] 1 = 10 -13.8 (伏特比2 )
h 2 = L 2 f c 2 = (10 -15.9 )(10 3 ) 2 = 10 -9.9 （伏特比2 Hz）
h 3 = L 3 f d 3 = (10 -12.7 )[5(10 1 )] 3 = 10 -7.6 （伏特比2 Hz 2）
相位噪声模型 LdB xi (f)，根据上述系数：
模拟图 7中的LdB xi (f) 。
B. 参考分频器（与频率无关）
相位噪声模型点LdB j (f k )，来自将通用相位噪声模型拟合到数据表图（未显示）：
地板段：0 dB/dec (3 kHz - ∞ Hz)
底点：LdB 0 (f a ) = −153(3 kHz) (dBc/Hz)
L 0 (f a ) = 10 LdB 0/10 = 10 -15.3 (3 kHz) (伏特比2 /Hz)
闪烁段：−10 dB/dec (100 Hz - 3 kHz)
中点：LdB 1 (f b ) = −150(600 Hz) (dBc/Hz)
L 1 (f b ) = 10 LdB 1/10 = 10 -15.0 (600 Hz) (伏特比2 /Hz)
来自上述相位噪声模型点的相位噪声模型系数 h j ：
h 0 = L 0 f a 0 = 10 -15.3 （伏特比2 Hz -1）
h 1 = L 1 f b 1 = (10 -15.0 )[6(10 2 )] 1 = 10 -12.2 (伏特比2 )
相位噪声模型 LdB ri (f)，根据上述系数：
仿真图 7中的LdB ri (f) 。
C. 反馈分频器（与频率无关）
相位噪声模型点LdB j (f k )，来自将通用相位噪声模型拟合到数据表图（未显示）：
地板段：0 dB/dec (10 kHz - ∞ Hz)
底点：LdB 0 (f a ) = −155(10 kHz) (dBc/Hz)
L 0 (f a ) = 10 LdB 0/10 = 10 -15.5 (10 kHz) (伏特比2 /Hz)
闪烁段：-10 dB/dec (100 Hz - 10 kHz)
中点：LdB 1 (f b ) = −143(1 kHz) (dBc/Hz)
L 1 (f b ) = 10 LdB 1/10 = 10 -14.3 (1 kHz) (伏特比2 /Hz)
来自上述相位噪声模型点的相位噪声模型系数 h j ：
h 0 = L 0 f a 0 = 10 -15.5 （伏特比2 Hz -1）
h 1 = L 1 f b 1 = (10 -14.3 )(10 3 ) 1 = 10 -11.3 (伏特比2 )
相位噪声模型 LdB fi (f)，根据上述系数：
模拟图 7 中的LdB fi (f)。
D. 预分频器（与频率无关）
相位噪声模型点LdB j (f k )，来自将通用相位噪声模型拟合到数据表图（未显示）：
地板段：0 dB/dec (10 kHz - ∞ Hz)
底点：LdB 0 (f a ) = −152(10 KHz) (dBc/Hz)
L 0 (f a ) = 10 LdB 0/10 = 10 -15.2 (10 kHz) (伏特比2 /Hz)
闪烁段：−10 dB/dec (100 Hz - 10 kHz)
中点：LdB 1 (f b ) = −142(1 kHz) (dBc/Hz)
L 1 (f b ) = 10 LdB 1/10 = 10 -14.2 (1 kHz) (伏特比2 /Hz)
来自上述相位噪声模型点的相位噪声模型系数 h j ：
h 0 = L 0 f a 0 = 10 -15.2 （伏特比2 Hz -1）
h 1 = L 1 f b 1 = (10 -14.2 )(10 3 ) 1 = 10 -11.2 (伏特比2 )
相位噪声模型 LdB pi (f)，根据上述系数
模拟图 7中的LdB pi (f) 。
E. VCO（10 GHz 时从数据表中给出的 11.3 GHz 缩放）
相位噪声模型点LdB j (f k )，来自将通用相位噪声模型拟合到 11.3 GHz 数据表图（未显示）：
地板段：0 dB/dec (100 MHz - ∞ Hz)
底点：LdB 0 (f a ) = −150(100 MHz) (dBc/Hz)
L 0 (f a ) = 10 LdB 0/10 = 10 -15.0 (100 MHz) (伏特比2 /Hz)
闪烁段：-10 dB/dec (10 MHz - 100 MHz)
中点：LdB 1 (f b ) = −143(30 MHz) (dBc/Hz)
L 1 (f b ) = 10 LdB 1/10 = 10 -14.3 (30 MHz) (伏特比2 /Hz)
闪烁段：−20 dB/dec (40 kHz - 10 MHz)
中点：LdB 2 (f c ) = −111(600 kHz) (dBc/Hz)
L 2 (f c ) = 10 LdB 2/10 = 10 -11.1 (600 kHz) (伏特比2 /Hz)
闪烁段：−30 dB/dec (1 kHz - 40 KHz)
中点：LdB 3 (f d ) = −59(6 kHz) (dBc/Hz)
L 3 (f d ) = 10 LdB 3/10 = 10 -5.9 (6 kHz) (伏特比2 /Hz)
闪烁段：−40 dB/dec (100 Hz - 1 kHz)
中点：LdB 4 (f e ) = −18(300 Hz) (dBc/Hz)
L 4 (f e ) = 10 LdB 4/10 = 10 -1.8 (300 kHz) (伏特比2 /Hz)
相位噪声模型系数 h j，来自上述 11.3 GHz 处的相位噪声模型点：
h 0 = L 0 f a 0 = 10 -15.0 (伏特比2 Hz -1 )
h 1 = L 1 f b 1 = (10 -14.3 )[3(10 7 )] 1 = 10 -6.8 (伏特比2 )
h 2 = L 2 f c 2 = (10 -11.1 )[6(10 5 )] 2 = 10 0.5 （伏特比2 Hz）
h 3 = L 3 f d 3 = (10 -5.9 )[6(10 3 )] 3 = 10 5.4 （伏特比2 Hz 2）
h 4 = L 4 f e 4 = (10 -1.8 )[3(10 2 )] 4 = 10 8.1 （伏特比2 Hz 3）
相位噪声模型 LdB vi (f)，来自上述系数 [数据表中给出的 11.3 GHz 时的 L 11.3 (f) 缩放至 10 GHz 时的 L vi (f)]：
模拟图 7中的LdB vi (f) 。
F. 鉴相器（25 MHz）
相位噪声模型点LdB j (f k )，来自将通用相位噪声模型拟合到数据表图（未显示）：
地板段：0 dB/dec (1 kHz - ∞ Hz)
底点：LdB 0 (f a ) = −159(1 kHz) (dBc/Hz)
L 0 (f a ) = 10 LdB 0/10 = 10 -15.9 (1 kHz) (伏特比2 /Hz)
闪烁段：−10 dB/dec (100 Hz - 1 kHz)
中点：LdB 1 (f b ) = −154(300 Hz) (dBc/Hz)
L 1 (f b ) = 10 LdB 1/10 = 10 -15.4 (300 kHz) (伏特比2 /Hz)
来自上述相位噪声模型点的相位噪声模型系数 h j ：
h 0 = L 0 f a 0 = 10 -15.9 （伏特比2 Hz -1）
h 1 = L 1 f b 1 = (10 -15.4 )[3(10 2 )] 1 = 10 -12.9 (伏特比2 )
相位噪声模型 LdB di (f)，根据上述系数：
模拟图 7中的LdB di (f) 。
G. 环路滤波器/误差放大器（频率不适用）
如前所述，未建模，因为它不是具有固有相位噪声的射频组件。对其有效相位噪声进行建模以及计算影响输出相位噪声的传播动态，比射频组件更为复杂。1
5.通过在 10 GHz 中带输出处实现最低相位噪声，根据整个频段的最低平均输出相位噪声的唯一规范来确定环路带宽f g 。
环路最佳带宽 f g由 10 GHz 中带输出处的 VCO 和基座（参见下面的定义）相位噪声曲线的交点确定。
10 GHz 时的 VCO 相位噪声模型，LdB vi (f)，曲线如前述第 4 节 E 部分所示。
10 GHz 处的基准相位噪声模型、LdB pl (f) 和曲线，其中基准定义为所有 RF 组件（VCO 除外）相位噪声模型 L si (f) 乘以输出的总和传递函数（稍后讨论）直流增益平方，N 2：
仿真图 7中的LdB pl (f) 。
然后通过数学或图形方式确定环路带宽，结果为 f g = 121.6 kHz。
6. 确定标准参数fn和z 。
我们根据经验法则 f n = f g / 1.55 确定 f n，其中 ze = 0.707 （参考文献 2），并根据其他规格确定 ze（未给出其他规格，因此保留 ze = 0.707 作为默认值）。这些被发现是：
fn = 78.5 kHz
ρ = 0.707
7. 将开环传递函数T ol的二阶形式（粗体）等同于电路常数形式（粗体），从而根据电路常数R 1 、 R 2和C给出标准参数f n和ze 1 .
（转换为ω n = 2 πf n）
这给出了所需的关系（粗体）：
8. 确定电路常数 R 1、R 2和C 1（粗体）作为标准参数f n和δ 对于 10 GHz 中频输出 ( N = 400) 并计算任何其他感兴趣的量；将理论值修改为最接近的 EIA 5% 标准值。
（转换回f n = ω n /2 π）。
注意，R 1、R 2和C 1不是唯一确定的，因此必须绝对选择其中之一，通常是C 1。对于这种情况，选择C 1，然后计算R 1和R 2（均适用于谐振频率f n = 78.5 kHz 和阻尼系数z = 0.707），其中选择C 1是为了保持R 1和R 2相对较低。因此，电阻噪声相对于误差放大器（运算放大器）噪声来说是微不足道的，并且在实际限制内：12,13
C 1 = 0.015 µF（已经是标准值的 5%）
R 1 = 522.9Ω（5%标准值为510Ω）
R 2 = 191.1Ω（5%标准值为200Ω）
使用这些标准值，通过将通用PLL 框图和相位噪声传播模型 （图 4，第 1 部分）应用于我们的具体案例，形成特定 PLL 框图和相位噪声传播模型，完成设计并配置系统示例 PLL 的 10 GHz 中频输出 （图 8）。14
8. 8 至 12 GHz 输出/50 MHz 步进 PLL 频率合成器的 10 GHz 中频输出下的特定 PLL 框图和相位噪声传播模型。
9. 对 PLL 开环/闭环动态和输出相位噪声进行建模，并使用适当的建模/仿真工具来仿真性能。
根据需要调整模型理论（标准值）电路常数和开环增益，以使仿真和计算的环路动态之间最接近，以及由于计算和仿真性能之间的差异而导致的输出相位噪声。
10. 构建并测试 EDM 单元。
使用调整后的电路常数构建并测试 EDM 单元。由于模拟和 EDM 性能之间存在差异，请根据需要进一步调整 EDM 电路常数，以获得适当的性能。
11. 根据模型和 EDM 单元之间的协议需要调整模型开环增益。
因此，使用步骤 8 中确定的理论（标准值）电路常数完成了设计。然后将根据步骤 9、10 和 11 细化这些值，但由于我们不是为我们的示例构建 EDM，理论值完成了设计。
参考
1. FM Gardner，“锁相技术”，第 3版，John Wiley，新泽西州霍博肯，2005 年。
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5. FC Weist，“频率合成器应用的锁相环基础知识”，短期课程，马里兰州克拉克斯堡，2011 年。
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7. A. Godone、S. Micalizio 和 F. Levi，“具有任意斜率的随机相位调制的载波的 RF 频谱”，Istituto Nazionale di Ricerca Metrologic，INRIM，Strada delle Cacce 91, 10135 Torino，意大利，Metrologia，卷。45，第 313-324 页，BIPM 和 IOP 出版有限公司，布里斯托尔 BS1 6HG，英国，2008 年 5 月。
8. B. Nelson，“相位噪声 101：基础知识、应用和测量”，是德科技，2018 年。
9. A. El Gamal，EE278 讲义 7：“平稳随机过程”，斯坦福大学工程学院电气工程系，加利福尼亚州斯坦福，2015 年秋季。
10. KJ Button，ed.，红外和毫米波，第 11 卷：毫米波组件和技术，第三部分，第 7 章：“频域中的相位噪声和 AM 噪声测量”，AL Lance、WD Seal 和 F. Labaar， TRW 运营和支持小组，One Space Park，雷东多海滩，加利福尼亚州，学术出版社，剑桥，马萨诸塞州，1984 年。
11. Harney, A.，“使用高压 VCO 设计高性能锁相环”，《模拟对话》，第 43-12 页，2009 年 12 月。
12.“适合所有人的运算放大器”，设计参考，文献编号 SLOD006A，德州仪器公司，德克萨斯州达拉斯，2001 年。
13.“运算放大器电路中的噪声分析”，应用报告，文献编号 SLVA043B，德州仪器公司，德克萨斯州达拉斯，2007 年。
14. 摩托罗拉通信设备数据，数据手册，DL136/D，REV 4，亚利桑那州菲尼克斯，1995 年。
11月09日-10日将在上海举办一期SerDes课程，本期短期课程旨在通过提供 SerDes 空间所需的系统级和电路级概念来弥补这些差距。课程将从传统的模拟架构开始，逐步发展到今天基于 DSP 的均衡和定时恢复。本课程从传统的模拟混合信号 SerDes 架构开始，该架构如今仍适用于 UCI、HBM 和 XSR 解决方案。之后，我们将转向 ADC-DSP 解决方案。
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