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本次讲解电源以一个13.2W电源为例
变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的。
决定一次侧滤波电容：
滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power，但相对价格亦较高。
决定变压器线径及线数：
当变压器决定后，变压器的Bobbin即可决定，依据Bobbin的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。
决定Duty cycle (工作周期)：
由以下公式可决定Duty cycle ，Duty cycle的设计一般以50%为基准，Duty cycle若超过50%易导致振荡的发生。
依据变压器的圈比关系，可决定辅助电源的圈数及电压。
决定MOSFET及二次侧二极管的Stress(应力):
依据变压器的圈比关系，可以初步计算出变压器的应力(Stress)是否符合选用零件的规格，计算时以输入电压264V(电容器上为380V)为基准。
若输出电压为5V以下，且必须使用TL431而非TL432时，须考虑多一组绕组提供Photo coupler及TL431使用。
公式中，如此可得出B(max)，若B(max)值太高或太低则参数必须重新调整。
输出瓦数13.2W(3.3V/4A)，Core = EI-28，可绕面积(槽宽)=10mm，Margin Tape = 2.8mm(每边)，剩余可绕面积=4.4mm.
由以上假设可知材质为PC-40，尺寸=EI-28，Ae=0.86cm2，可绕面积(槽宽)=10mm，因Margin Tape使用2.8mm，所以剩余可绕面积为4.4mm.假设滤波电容使用47uF/400V，Vin(min)暂定90V。
决定MOSFET及二次侧二极管的Stress(应力)：
其它：
因为输出为3.3V，而TL431的Vref值为2.5V，若再加上photo coupler上的压降约1.2V，将使得输出电压无法推动Photo coupler及TL431，所以必须另外增加一组线圈提供回授路径所需的电压。
由变压器计算得到Iin值，以此Iin值(0.42A)可知使用公司共享料2A/250V，设计时亦须考虑Pin(max)时的Iin是否会超过保险丝的额定值。
电源激活的瞬间，由于C1(一次侧滤波电容)短路，导致Iin电流很大，虽然时间很短暂，但亦可能对Power产生伤害，所以必须在滤波电容之前加装一个热敏电阻，以限制开机瞬间Iin在Spec之内(115V/30A，230V/60A)，但因热敏电阻亦会消耗功率，所以不可放太大的阻值(否则会影响效率)，一般使用SCK053(3A/5Ω)，若C1电容使用较大的值，则必须考虑将热敏电阻的阻值变大(一般使用在大瓦数的Power上)。
当雷极发生时，可能会损坏零件，进而影响Power的正常动作，所以必须在靠AC输入端 (Fuse之后)，加上突波吸收器来保护Power(一般常用07D471K)，但若有价格上的考量，可先忽略不装。
Y-Cap一般可分为Y1及Y2电容，若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap ， AC Input若为2Pin(只有L，N)一般使用Y1-Cap，Y1与Y2的差异，除了价格外(Y1较昂贵)，绝缘等级及耐压亦不同(Y1称为双重绝缘，绝缘耐压约为Y2的两倍，且在电容的本体上会有“回”符号或注明Y1)，此电路因为有FG所以使用Y2-Cap，Y-Cap会影响EMI特性，一般而言越大越好，但须考虑漏电及价格问题，漏电(Leakage Current )必须符合安规须求(3Pin公司标准为750uA max)。
X-Cap为防制EMI零件，EMI可分为Conduction及Radiation两部分，Conduction规范一般可分为: FCC Part 15J Class B 、 CISPR 22(EN55022) Class B 两种 ， FCC测试频率在450K~30MHz，CISPR 22测试频率在150K~30MHz， Conduction可在厂内以频谱分析仪验证，Radiation 则必须到实验室验证，X-Cap 一般对低频段(150K ~ 数M之间)的EMI防制有效，一般而言X-Cap愈大，EMI防制效果愈好(但价格愈高)，若X-Cap在0.22uf以上(包含0.22uf)，安规规定必须要有泄放电阻(RX1，一般为1.2MΩ 1/4W)。
EMI防制零件，主要影响Conduction 的中、低频段，设计时必须同时考虑EMI特性及温升，以同样尺寸的Common Choke而言，线圈数愈多(相对的线径愈细)，EMI防制效果愈好，但温升可能较高。
AC电源以全波整流的方式转换为DC，由变压器所计算出的Iin值，可知只要使用1A/600V的整流二极管，因为是全波整流所以耐压只要600V即可。
由C1的大小(电容值)可决定变压器计算中的Vin(min)值，电容量愈大，Vin(min)愈高但价格亦愈高，此部分可在电路中实际验证Vin(min)是否正确，若AC Input 范围在90V~132V (Vc1 电压最高约190V)，可使用耐压200V的电容;若AC Input 范围在90V~264V(或180V~264V)，因Vc1电压最高约380V，所以必须使用耐压400V的电容。
整流二极管，一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V)，两者主要差异:2. VF不同(FR105=1.2V，BYT42M=1.4V)
主要用于调整PWM IC的VCC电压，以目前使用的3843而言，设计时VCC必须大于8.4V(Min. Load时)，但为考虑输出短路的情况，VCC电压不可设计的太高，以免当输出短路时不保护(或输入瓦数过大)。
辅助电源的滤波电容，提供PWM IC较稳定的直流电压，一般使用100uf/25V电容。
当回授失效时的保护电路，回授失效时输出电压冲高，辅助电源电压相对提高，此时若没有保护电路，可能会造成零件损坏，若在3843 VCC与3843 Pin3脚之间加一个Zener Diode，当回授失效时Zener Diode会崩溃，使得Pin3脚提前到达1V，以此可限制输出电压，达到保护零件的目的.Z1值的大小取决于辅助电源的高低，Z1的决定亦须考虑是否超过Q1的VGS耐压值，原则上使用公司的现有料(一般使用1/2W即可)。
提供3843第一次激活的路径，第一次激活时透过R2对C7充电，以提供3843 VCC所需的电压，R2阻值较大时，turn on的时间较长，但短路时Pin瓦数较小，R2阻值较小时，turn on的时间较短，短路时Pin瓦数较大，一般使用220KΩ/2W M.O。
高、低压补偿用，使3843 Pin3脚在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一般使用750KΩ~1.5MΩ 1/4W之间)。
此三个零件组成Snubber，调整Snubber的目的:1.当Q1 off瞬间会有Spike产生，调整Snubber可以确保Spike不会超过Q1的耐压值，2.调整Snubber可改善EMI.一般而言，D1使用1N4007(1A/1000V)EMI特性会较好.R3使用2W M.O.电阻，C6的耐压值以两端实际压差为准(一般使用耐压500V的陶质电容)。
目前常使用的为3A/600V及6A/600V两种，6A/600V的RDS(ON)较3A/600V小，所以温升会较低，若IDS电流未超过3A，应该先以3A/600V为考量，并以温升记录来验证，因为6A/600V的价格高于3A/600V许多，Q1的使用亦需考虑VDS是否超过额定值。
3843 Pin3脚电压最高为1V，R7的大小须与R4配合，以达到高低压平衡的目的，一般使用2W M.O.电阻，设计时先决定R7后再加上R4补偿，一般将3843 Pin3脚电压设计在0.85V~0.95V之间(视瓦数而定，若瓦数较小则不能太接近1V，以免因零件误差而顶到1V)。
滤除3843 Pin3脚的噪声，R5一般使用1KΩ 1/8W，C3一般使用102P/50V的陶质电容，C3若使用电容值较小者，重载可能不开机(因为3843 Pin3瞬间顶到1V);若使用电容值较大者，也许会有轻载不开机及短路Pin过大的问题。
R9电阻的大小，会影响到EMI及温升特性，一般而言阻值大，Q1 turn on / turn off的速度较慢，EMI特性较好，但Q1的温升较高、效率较低(主要是因为turn off速度较慢);若阻值较小， Q1 turn on / turn off的速度较快，Q1温升较低、效率较高，但EMI较差，一般使用51Ω-150Ω 1/8W。
决定3843的工作频率，可由Data Sheet得到R、C组成的工作频率，C4一般为10nf的电容(误差为5%)，R6使用精密电阻，以DA-14B33为例，C4使用103P/50V PE电容，R6为3.74KΩ 1/8W精密电阻，振荡频率约为45 KHz。
功能类似RC filter，主要功用在于使高压轻载较不易振荡，一般使用101P/50V陶质电容。
3843是PWM IC的一种，由Photo Coupler (U2)回授信号控制Duty Cycle的大小，Pin3脚具有限流的作用(最高电压1V)，目前所用的3843中，有KA3843(SAMSUNG)及UC3843BN(S.T.)两种，两者脚位相同，但产生的振荡频率略有差异，UC3843BN较KA3843快了约2KHz，fT的增加会衍生出一些问题(例如:EMI问题、短路问题)，因KA3843较难买，所以新机种设计时，尽量使用UC3843BN。
●R1、R11、R12、C2(一次侧回路增益控制):3843内部有一个Error AMP(误差放大器)，R1、R11、R12、C2及Error AMP组成一个负回授电路，用来调整回路增益的稳定度，回路增益，调整不恰当可能会造成振荡或输出电压不正确，一般C2使用立式积层电容(温度持性较好)。
光耦合器(Photo coupler)主要将二次侧的信号转换到一次侧(以电流的方式)，当二次侧的TL431导通后，U2即会将二次侧的电流依比例转换到一次侧，此时3843由Pin6 (output)输出off的信号(Low)来关闭Q1，使用Photo coupler的原因，是为了符合安规需求(primacy to secondary的距离至少需5.6mm)
控制流过Photo coupler的电流，R13阻值较小时，流过Photo coupler的电流较大，U2转换电流较大，回路增益较快(需要确认是否会造成振荡)，R13阻值较大时，流过Photo coupler的电流较小，U2转换电流较小，回路增益较慢，虽然较不易造成振荡，但需注意输出电压是否正常。
，输出电压不可超过38V(因为TL431 VKA最大为36V，若再加Photo coupler的VF值，则Vo应在38V以下较安全)，TL431的Vref为2.5V，R15及R16并联的目的使输出电压能微调，且R15与R16并联后的值不可太大(尽量在2KΩ以下)，以免造成输出不准。
控制二次侧的回路增益，一般而言将电容放大会使增益变慢；电容放小会使增益变快，电阻的特性则刚好与电容相反，电阻放大增益变快；电阻放小增益变慢，至于何谓增益调整的最佳值，则可以Dynamic load来量测，即可取得一个最佳值。
因为输出电压为3.3V，而输出电压调整器(Output Voltage Regulator)使用TL431(Vref=2.5V)而非TL432(Vref=1.25V)，所以必须多增加一组绕组提供Photo coupler及TL431所需的电源，因为U2及U3所需的电流不大(约10mA左右)，二极管耐压值100V即可，所以只需使用1N4148(0.15A/100V)。
因为U2及U3所需的电流不大，所以只要使用1u/50V即可。
以此为例，输出电流4A，使用10A的二极管(Schottky)应该可以，但经点温升验证后发现D5温度偏高，所以必须换为15A的二极管，因为10A的VF较15A的VF 值大。耐压部分40V经验证后符合，因此最后使用15A/40V Schottky。
D5在截止的瞬间会有spike产生，若spike超过二极管(D5)的耐压值，二极管会有被击穿的危险，调整snubber可适当的减少spike的电压值，除保护二极管外亦可改善EMI，R17一般使用1/2W的电阻，C10一般使用耐压500V的陶质电容，snubber调整的过程(264V/63Hz)需注意R17,C10是否会过热，应避免此种情况发生。
二次侧第一级滤波电容，应使用内阻较小的电容(LXZ，YXA…)，电容选择是否洽当可依以下三点来判定:
适当的使用假负载可使线路更稳定，但假负载的阻值不可太小，否则会影响效率，使用时亦须注意是否超过电阻的额定值(一般设计只使用额定瓦数的一半)。
LC滤波电路为第二级滤波，在不影响线路稳定的情况下，一般会将L3 放大(电感量较大)，如此C12可使用较小的电容值。本号对所有原创、转载文章的陈述与观点均保持中立，推送文章仅供读者学习和交流。文章、图片等版权归原作者享有，如有侵权，联系删除。
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