随着车载OBC，便携式储能等应用的普及，在能量产生的部分和使用设备之间总是需要能量的双向传递，所以在这些应用中需要一个双向DC/DC变换器，基于对开关损耗的优化，对EMI的减小，高频化等的需求，常用的双向隔离的DC/DC变换器是对称式的全桥CLLC变换器，通过本文简单讨论一下这个拓扑的工作原理。
应用背景
在典型的双向DC/DC变换器中，移相全桥双向变换器是其中的一种，但是其典型的特点是只能用于降压应用，这会限制其应用场景。另外一种典型的双向DC/DC变换器是boost全桥ZVS双向DC/DC，它可以从低压到高压进行升压转换，也可以从高压到低压进行降压转换，但是其开关电压应力非常大，需要增加吸收电路，造成效率的降低和电路复杂度增加。
LLC谐振变换器在开关损耗减小上非常具有优势的，因为它原边开关的ZVS特性，及副边整流的软换流模式，但是它只能用作单向的应用。在此基础上发展出双向的CLLC变换器，这个拓扑中，如果其变压器匝比不是1，则其正向和反向的运行模式也是不同的，并且具有不同的原副边谐振网络。
这里以对称式的CLLC为例，来讨论这个拓扑的主要工作原理。
分析的拓扑如图1，所示，原边为逆变级，副边为整流级，中间是一个对称的高频变压器。
图1 双向全桥CLLC变换器
它是一个完全对称的结构，能量通过原边开关进行逆变，然后通过变压器传递到副边，并且起到电气隔离的作用，副边再进行整流，产生输出电压。由于变压器的匝比设计为1：1，所以反向的运行和正向运行完全一致。
主要参数说明如下：
输入电压Vin为400VDC,输出电压Vo也是400VDC.
Lr1，Lr2为原边和副边谐振电感，其中也包含原边和副边的漏感.
Cr1，Cr2为原边和副边的谐振电容，和各自谐振电感产生高频谐振频率.
变压器的磁化电感为Lm，其匝比为1：1.
功率流向，从左到右为供电模式，流向为正，从右到左为发电模式，流向为负。
功率级工作原理概要分析
在单个的开关周期中，这个变换器共有6种工作模式，模式1到模式6，其中模式1，2，3是对应于一组开关管，模式4，5，6是对应于另外一组开关管。另外，模式1和4为死区阶段，模式2，和5为谐振和能量传递阶段，模式3和6为谐振结束后的阶段。
当原边开关传递能量时，原边主开关运行于逆变模式，我们这里仅讨论副边非同步整流的方式，即二极管整流模式，所以副边mosfet整流器在整流时是关闭的，同步整流模式我们放到后续讨论。
由于电路完全对称，因此我们只分析一个能量传递方向，即从原边到副边的供电模式方向。能量从副边到原边传递的发电模式时，电路原理及效率，控制算法是完全一致的。
图2 双向CLLC的理想波形示意图
工作模态详细分析
接下来对每一个模式进行详细分析，
模式1，即图2中Ta和Tb之间，是Si1和Si2开通之前的死区状态，这个状态电流路径图如图3所示。由于处在死区时间内，所有开关管都不导通，原边不向副边传递能量，原边电流只有反向的磁化电流存在，这个磁化电流会对Si1和Si2的输出寄生电容放电，由于输入电压是接在两个半桥上，因此，磁化电流同时对Si3和Si4的输出寄生电容充电，当磁化能量足够大，将寄生电容放电完毕到0电压后，磁化电流就会流过Si1和Si2的寄生体二极管，这就为接下来Si1和Si2进行零电压开通ZVS创造了条件。
图3 模式1电流路径示意图—死区
模式2，即图2中的Tb到Tc之间，由于死区结束，Si1和Si2开关开通，输入电压施加在了电路原边，所以原边电流ip开始强制性的由负向正转换，输入端能量向输出端传递，由于此阶段中变压器看到的是输出端Vo的低阻抗，Lm的磁能线性建立，因此其不参与谐振过程。
图4 模式2电流路径示意图—谐振
公式1，
在忽略死区时间的情况下，在此阶段的原边电流表达如公式1所示，Vcr1为Cr1谐振电容上的电压，而VTr是变压器两端电压。
其中初始电流ip（tb）可以由如下公式2表示，Ts为开关周期，
公式2，
在上述公式中，ip（b）实际上就是磁化电流的峰值的绝对值，可以由输入电压施加在谐振电感和磁化电感上来求得，注意这里需要去除掉谐振结束后到开关脉冲结束之间的一部分时间，而谐振电容上的电压在半周期内的积分平均值为0，可以不予考虑。
此阶段中，知道了磁化电流的起点，因此磁化电流可以由如下公式3表示，
公式3，
在此瞬时磁化电流表达式中，我们加上谐振电容电压部分，im（tb）就是ip（tb），
在此阶段中，原边电流ip谐振到峰值然后下降，当下降到磁化电流值时，副边电流is变为0，传递能量的这个阶段就结束了。我们设想一种特殊情况，也就是变换器工作于谐振频率fr下，这时候谐振结束刚好进入下一个死区阶段，也就是开关脉冲结束。此时公式2中的Δ就是0。
图5 模式3电流路径示意图—谐振结束后
原边电流ip谐振到im磁化电流之后，此时谐振过程就停止了，功率就不再从原边到副边传递了，因此副边电流由is变为0，输出电容就不能由is来进一步充电了，在这个阶段原边电流
Ip等于im，磁化电流一直维持到Si1和Si2开关关闭。
在这个阶段中，由于输出和原边部分是分离开来的，所以Lm是参与谐振运行的，它将形成谐振腔，由Lm，Lr1，Cr1组成。在这个模式下，ip原边电流是跟随im的，在电感值较大的情况下可以忽略谐振，否则原边的电流ip可以表示如下式，
公式4
图6 模式4电流路径示意图—死区时间
以上是阶段d-e，这个阶段同样是一个死区阶段，类似于模式1，在切换为Si3和Si4开关时，然而，对寄生电容充电和放电是和模式1中是相反的，此时对于Si3和Si4的寄生电容是放电，对于Si1和Si2的寄生电容是充电，原边电流ip会流过Si3和Si4的体二极管，产生ZVS的开通条件。
图7 模式5电流路径示意图—谐振阶段
这个模式对应e-f阶段，Si3和Si4开通，变换器开始从原边向副边传递能量，在这个阶段中，由于输入电压Vin加在变压器Tr1上的电压为反向，所以原边电流ip开始向反向的方向变化，实际上模式5显示出和模式2一样的运行特性，只是逆变开关由Si1和Si2变为了Si3和Si4而已。
公式5
原边电流ip的表达式，如公式5所示。
公式6
此时im磁化电流可以表示为如公式6所示，注意，此处e开始时刻的磁化电流和原边电流是一样的。
图8 模式6电流路径示意图—谐振停止阶段
这个模式对应f-g阶段，在模式5之后的部分时间，原边向副边传输功率的动作将截止，这时副边的电流is变为0，因为这个阶段的存在，所以副边整流桥的体二极管So3和So4也是软交互，这可以从典型波形中的io1和io3的电流波形可以看出，体二极管电流会在谐振结束后变为0，不会造成反向恢复问题。
公式7
类似于模式3，原边的电流ip表达式如公式7所示。
综上，上述简要介绍了典型的双向隔离DC/DC变换器的基本工作原理及典型工作波形，作为后续分析的基础。
参考文献：
Design Methodology of Bidirectional CLLC Resonant Converter for High-Frequency Isolation of DC Distribution Systems
原文转自原厂技术专家
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