信号完整性的老前辈Eric Bogatin给出的：100条使信号完整性问题最小化的通用设计原则
1、信号上升时间约是时钟周期的10%，即1/10x1/Fclock。例如100MHZ 时钟的上升时间大约是1ns.
2、理想方波的N 次谐波的振幅约是时钟电压副值的2/(N )倍。例如，1V时钟信号的第一次谐波幅度约为0.6V，第三次谐波的幅度约是0.2V。
3、信号的带宽和上升时间的关系为：BW=0.35/RT。例如，如果上升时间是1NS,则带宽是350MHZ。如果互连线的带宽是3GHZ,则它可传输的最短上升时间约为0.1NS。
4、如果不知道上升时间，可以认为信号带宽约是时钟频率的5 倍。
5、LC 电路的谐振频率是5GHZ/sqrt(LC),L 的单位为NH,C 的单位为PF。
6、在400MHZ 内，轴向引脚电阻可以看作理想电阻;在2GHZ 内，SMT0603电阻可看作理想电阻。
7、轴向引脚电阻的ESL(引脚电阻)约为8NH,SMT 电阻的ESL 约是1.5NH。
8、直径为1MIL 的近键合线的单位长度电阻约是1 欧姆/IN。
9、24AWG 线的直径约是20MIL,电阻率约为25 毫欧姆/FT。
10、 1 盎司桶线条的方块电阻率约是每方块0.5 豪欧姆。
11、 在10MHZ 时，1 盎司铜线条就开始具有趋肤效应。
12、 直径为1IN 球面的电容约是2PF。
13、 硬币般大小的一对平行板，板间填充空气时，他们间的电容约为1PF。
14、 当电容器两板间的距离与板子的宽度相当时，则边缘产生的电容与平行板形成的产生的电容相等。例如，在估算线宽为10MIL、介质厚度为10MIL的微带线的平行板电容时，其估算值为1PF/IN,但实际的电容约是上述的两倍，也就是2PF/IN。
15、 如果对材料特性一无所知，只知道它是有机绝缘体，则认为它的介电常数约为4。
16、 1 片功率为1W 的芯片，去耦电容(F)可以提供电荷使电压降小于小于5%的时间(S)是C/2。
17、 在典型电路板中，当介质厚度为10MIL 时，电源和地平面间的耦合电容是100PF/IN 平方，并且它与介质厚度成反比。
18、 如果50 欧姆微带线的体介电常数为4，则它的有效介电常数为3。
19、 直径为1MIL 的圆导线的局部电感约是25NH/IN 或1NH/MM。
20、 由10MIL 厚的线条做成直径为1IN 的一个圆环线圈，它的大小相当于拇指和食指围在一起，其回路电感约为85NH。
21、 直径为1IN 的圆环的单位长度电感约是25NH/IN 或1NH/MM。例如，如果封装引线是环形线的一部分，且长为0.5IN,则它的电感约是12NH。
22、 当一对圆杆的中心距离小于它们各自长度的10%时，局部互感约是各自的局部互感的50%。
23、 当一对圆杆中心距与它们的自身长度相当时，它们之间的局部互感比它们各自的局部互感的10%还要少。
24、 SMT 电容(包括表面布线、过孔以及电容自身)的回路电感大概为2NH,要将此数值降至1NH 以下还需要许多工作。
25、 平面对上单位面积的回路电感是33PHx 介质厚度(MIL)。
26、 过孔的直径越大，它的扩散电感就越低。一个直径为25MIL 过孔的扩散电感约为50PH。
27、 如果有一个出沙孔区域，当空闲面积占到50%时，将会使平面对间的回路电感增加25%。
28、 铜的趋肤深度与频率的平方根成反比。1GHZ 时，其为2UM。所以，10MHZ 时，铜的趋肤是20UM。
29、 在50 欧姆的1 盎司铜传输线中，当频率约高于50MHZ 时，单位长度回路电感为一常数。这说明在频率高于50MHZ 时，特性阻抗是一常数。
30、 铜中电子的速度极慢，相当于蚂蚁的速度，也就是1CM/S。
31、 信号在空气中的速度约是12IN/NS。大多数聚合材料中的信号速度约为6IN/NS。
32、 大多数辗压材料中，线延迟1/V 约是170PS/IN。
33、 信号的空间延伸等于上升时间X 速度，即RTx6IN/NS。
34、 传输线的特性阻抗与单位长度电容成反比。
35、 FR4 中，所有50 欧姆传输线的单位长度电容约为3.3PF/IN。
36、 FR4 中，所有50 欧姆传输线的单位长度电感约为8.3NH/IN。
37、 对于FR4 中的50 欧姆微带线，其介质厚度约是线宽的一半。
38、 对于FR4 中的50 欧姆带状线，其平面间的间隔是信号线线宽的2倍。
39、 在远小于信号的返回时间之内，传输线的阻抗就是特性阻抗。例如，当驱动一段3IN 长的50 欧姆传输线时，所有上升时间短与1NS 的驱动源在沿线传输并发生上升跳变时间内感受到的就是50 欧姆恒定负载。
40、 一段传输线的总电容和时延的关系为C=TD/Z0。
41、 一段传输线的总回路电感和时延的关系为L=TDxZ0。
42、 如果50 欧姆微带线中的返回路径宽度与信号线宽相等，则其特性阻抗比返回路径无限宽时的特性阻抗高20%。
43、 如果50 欧姆微带线中的返回路径宽度至少是信号线宽的3 倍，则其特性阻抗与返回路径无限宽时的特性阻抗的偏差小于1%。
44、 布线的厚度可以影响特性阻抗，厚度增加1MIL,阻抗就减少2欧姆。
45、 微带线顶部部的阻焊厚度会使特性阻抗减小，厚度增加1MIL,阻抗减少2欧姆。
46、 为了得到精确的集总电路近似，在每个上升时间的空间延伸里至少需要有3.5 个LC 节。
47、 单节LC 模型的带宽是0.1/TD。
48、 如果传输线时延比信号上升时间的20%短，就不需要对传输线进行端接。
49、 在50 欧姆系统中，5 欧姆的阻抗变化引起的反射系数是5%。
50、 保持所有的突变(IN)尽量短于上升时间(NS)的量值。
51、 远端容性负载会增加信号的上升时间。10-90 上升时间约是(100xC)PS,其中C 的单位是PF。
52、 如果突变的电容小于0.004XRT,则可能不会产生问题。
53、 50 欧姆传输线中拐角的电容(Ff)是线宽(MIL)的2 倍。
54、 容性突变会使50%点的时延约增加0.5XZ0XC。
55、 如果突变的电感(NH)小于上升时间(NS)的10 倍，则不会产生问题。
56、 对上升时间少于1NS 的信号，回路电感约为10NH 的轴向引脚电阻可能会产生较多的反射噪声，这时可换成片式电阻。
57、 在50 欧姆系统中，需要用4PF 电容来补偿10NH 的电感。
58、 1GHZ 时，1 盎司铜线的电阻约是其在DC 状态下电阻的15 倍。
59、 1GHZ 时，8MIL 宽的线条的电阻产生的衰减与介质材料产生的衰减相当，并且介质材料产生的衰减随着频率变化得更快。
60、 对于3MIL或更宽的线条而言，低损耗状态全是发生在10MHZ频率以上。在低损耗状态时，特性阻抗以及信号速度与损耗和频率无关。在常见的级互连中不存在由损耗引起的色散现象。
61、 -3DB 衰减相当于初始信号功率减小到50%，初始电压幅度减小到70%。
62、 -20DB 衰减相当于初始信号功率减小到1%，初始电压幅度减小到10%。
63、 当处于趋肤效应状态时，信号路径与返回路径的单位长度串联约是(8/W)Xsqrt(f)(其中线宽W:MIL;频率F:GHZ)。
64、 50 欧姆的传输线中，由导体产生的单位长度衰减约是36/(Wz0)DB/IN。
65、 FR4 的耗散因子约是0.02。
66、 1GHZ 时，FR4 中由介质材料产生的衰减约是0.1DB/IN，并随频率线性增加。
67、 对于FR4 中的8MIL 宽、50 欧姆传输线，在1GHZ 时，其导体损耗与介质材料损耗相等。
68、 受损耗因子的制约，FR4 互连线(其长是LEN)的带宽约是30GHZ/LEN。
69、 FR4 互连线可以传播的最短时间是10PS/INxLEN。
70、 如果互连线长度(IN)大于上升时间(NS)的50 倍，则FR4 介质板中由损耗引起的上升边退化是不可忽视的。
71、 一对50 欧姆微带传输线中，线间距与线宽相等时，信号线间的耦合电容约占5%。
72、 一对50 欧姆微带传输线中，线间距与线宽相等时，信号线间的耦合电感约占15%。
73、 对于1NS 的上升时间，FR4 中近端噪声的饱和长度是6IN,它与上升时间成比例。
74、 一根线的负载电容是一个常数，与附近其他线条的接近程度无关。
75、 对于50 欧姆微带线，线间距与线宽相等时，近端串扰约为5%。
76、 对于50 欧姆微带线，线间距是线宽的2 倍时，近端串扰约为2%。
77、 对于50 欧姆微带线，线间距是线宽的3 倍时，近端串扰约为1%。
78、 对于50 欧姆带状线，线间距与线宽相等时，近端串扰约为6%。
79、 对于50 欧姆带状线，线间距是线宽的2 倍时，近端串扰约为2%。
80、 对于50 欧姆带状线，线间距是线宽的3 倍时，近端串扰约为0.5%。
81、 一对50 欧姆微带传输线中，间距与线宽相等时，远端噪声是4%Xtd/rt。如果线时延是1ns,上升时间时0.5ns，则远端噪声是8%。
82、 一对50 欧姆微带传输线中，间距是线宽的2 倍时，远端噪声是2%Xtd/rt。如果线时延是1ns,上升时间时0.5ns，则远端噪声是4%。
83、 一对50欧姆微带传输线中，间距是线宽的3 倍时，远端噪声是1.5%Xtd/rt。如果线时延是1ns,上升时间时0.5ns，则远端噪声是4%。
84、 带状线或者完全嵌入式微带线上没有远端噪声。
85、 在50 欧姆总线中，不管是带状线还是微带线，要使最坏情况下的远端噪声低于5%，就必须保持线间距大于线宽的2 倍。
86、 在50 欧姆总线中，线间距离等于线宽时，受害线上75%的窜扰来源于受害线两边邻近的那两跟线。
87、 在50 欧姆总线中，线间距离等于线宽时，受害线上95%的窜扰来源于受害线两边距离最近的每边各两根线条。
88、 在50 欧姆总线中，线间距离是线宽的2 倍时，受害线上100%的窜扰来源于受害线两边邻近的那两根线条。这是忽略与总线中其他所有线条间的耦合。
89、 对于表面布线，加大相邻信号线间的距离使之足以添加一个防护布线，串扰常常就会减小到一个可以接受的水平，而且这是没必要增加防护布线。添加终端短接的防护布线可将串扰减小到50%。
90、 对于带状线，使用防护线可以使串扰减小到不用防护线时的10%。
91、 为了保持开关噪声在可以接受的水平，必须是互感小于2.5nhx 上升时间(ns)。
92、 对于受开关噪声限制的接插件或者封装来说，最大可用的时钟频率是250MHZ/(NxLm)。其中，Lm 是信号/返回路径对之间的互感(nh)，N 是同时开关的数量。
93、 在LVDS 信号中，共模信号分量是比差分信号分量达2倍以上。
94、 如果之间没有耦合，差分对的差分阻抗是其中任意一个单端线阻抗的2倍。
95、 一对50 欧姆微带线，只要其中一跟线的电压维持在高或低不变，则另一跟线的单端特性阻抗就与邻近线的距离完全无关。
96、 在紧耦合差分微带线中，与线宽等于线间距时的耦合相比，线条离得很远而没有耦合时，差分特性阻抗仅会降低10%左右。
97、 对于宽边耦合差分对，线条间的距离应至少比线宽大，这么做的目的是为了获得可高达100 欧姆的差分阻抗。
98、 FCC的B级要求是，在100MHZ 时，3M远处的远场强度要小于150UV/M.
99、 邻近的单端攻击次线在强耦合差分对上产生的差分信号串扰比弱耦合差分对上的少30%。
100、 邻近的单端攻击次线在强耦合差分对上产生的共模信号串扰比弱耦合差分对上的多30%
Eric Bogatin，于1976年获麻省理工大学物理学士学位，并于1980年获亚利桑那大学物理硕士和博士学位。目前是GigaTest实验室的首席技术主管。多年来，他在信号完整性领域，包括基本原理、测量技术和分析工具等方面举办过许多短期课程，培训过4000多工程师，在信号完整性、互连设计、封装技术等领域已经发表了100多篇技术论文、专栏文章和专着。
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