自举电路，就是每路的高压侧MOSFET用自举电容供电，整个电路（半桥或者H桥或者三相桥）的MOSFET驱动芯片只用一个电源就可以了，并且这种方法大大减少了整个电路的元器件，简化了电路，降低了成本。本文中，首先介绍了自举电路的拓扑结构，然后介绍了两种驱动电路，最后给出了自举电容的计算公式，并在Multism中进行的仿真验证。
自举电路的基本拓扑结构
电压自举，就是利用电路自身产生比输入电压更高的电压。基于电容储能的电压自举电路通常是利用电容对电荷的存储作用来实现的转移，从而实现电压的提升。如图1-1是双倍压电压自举电路的基本原理图。
图1-1 电压自举电路示意图
图1-1中，假设所有开关都是理想开关，电容均为理想电容，当开关S1和S3闭合时，电源VCC给电容C充电使其电压达到VCC，然后开关S1和S3断开，S2闭合，直接接到电容C的低压端，此时电容C上仍然保持有前一个相位存储的电荷Q：
由于在S2闭合时，电容C上的电荷量不能突变，因此可以得到电荷平衡关系式为：
化简式（1.2）可得到：
式（1.3）表明，在没有直流负载的情况下，通过图1-1所示电路，在理想情况下，输出可达到输入电压的两倍。
常用的两种驱动方式
如图2-1所示，是半桥电路中的高压驱动电路：
图2-1 半桥驱动电路
图2-1中，自举电路给一只电容器充电，电容器上的电压基于高端输出晶体管源极电压上下浮动。VCC通过自举二极管D对自举电容C2充电使其接近VCC电压。当Q2关断时，VS端的电压就会升高，由于电容两端的电压不能突变，因此VB端的电平接近VS和VCC两端电压之后，而VB和VS之间的电压还是接近VCC电压。当Q2开通时，C2作为一个浮动的电压源驱动Q2；而C2再Q2开通期间损失的电荷在下一个周期又会得到补充，这种自举供电方式就是利用VS端的电平在高低电平之间不停地摆动来实现的。
其中驱动IC的内部结构图一般如图2-2所示：
图2-2 驱动IC内部原理结构图
图2-2中C的引脚VB、VS为高压供电引脚，HO为高压端驱动输出引脚，VCC、COM为底压端供电；LO为底压端驱动输出引脚，VSS为数字电路供电引脚。此半桥电路的上下桥臂是交替导通的，每当下桥臂开通，上桥臂关断时，VS脚的电位为下桥臂功率管Q2的饱和导通压降，基本上接近地电位。
使用分立元件搭建MOS驱动电路如图2-3所示：
图2-3 分立元件MOS驱动电路
如图2-3所示，这是用三极管、二极管、电阻、电容分立元件搭建的MOS驱动电路。分析情况如下：
当VH为高电平，Q4就会导通是的Q1的基极为低电平，同时使得Q1导通，VCC-10V电压通过二极管D1、三极管Q1、二极管D2、电阻R1驱动MOS管Q2的G极；
当VH为低电平，Q4就不会导通，所以Q1的基极没有电流流过也处于截止状态，所以VCC-10V电压不会通过三极管Q1，那么没有电压驱动MOS管Q2的G极，由于MOS管Q2内部寄生电容和电容C2的存在，G极处存在累计电荷，要通过三极管Q3和电阻R5释放掉；
当VL为低电平，Q7基极有电流流过，所以Q5的集电极和发射极导通，导致Q5基极也流过电流，所以VCC-10V电压通过三极管Q5、二极管D3、电阻R7对MOS管的G极进行驱动；
当VL为高电平，Q7基极无电流流过，所以三极管Q7不会导通，那么导致Q5的发射极和基极处于等电位，Q5的基极也无电流流过，Q5也处于截止状态，同理三极管Q8和电阻R12组成放电电路对G极电荷进行放电。
其中自举电容作用如下：
这里面有个元件可能刚上手分析的时候，弄不懂作用，是哪个呢？是电容C1。由于电容上的电压不能突变，这里利用电容这个特性来更好的驱动MOS管的G极，这里你肯定有所疑问，那么没有这个电容就不能驱动吗？答案：不能。
在分析电容C1的作用时，首先需要明白，MOS管导通的条件是：
G极对地电压还是GS之间的电压差？
由于MOS驱动是G极电压和S极电压的电位差，所以当MOS管导通时，VAAA电压直接加到MOS管的S极，（这里假设VAAA电压为12V，G极对地驱动电压为10V）所以MOS管的GS电压差为：10V-12V=-2V，由于GS之间为负电压，对于N沟道的MOS管，会导致DS之间处于截止状态，所以需要一个电压来抬高G极之间的电压，当然有种方法是直接用高电压电源直接驱动G极，但是通过MOS管的G极耐压都是非常有限的，那么这个时候电容的作用就体现出来了，当MOS管导通会使得S极电压为VAAA，由于电容的一端与MOS的S极连接，所以这一端电容电压瞬间为VAAA，由于电容上电压不能突变的特性，使得电容另一端电压也增加了VAAA，所以电容另一端的电压约等于VAAA+VCC-10V，如图2-4所示，这里用了二极管D1来隔离电容C1上电压和VCC-10V，这样的做法使得MOS管导通后，G极驱动电压克服了S极电压抬高的原因。
图2-4 驱动电路中自举电容电压的变化
自举电容的选择与电路仿真
IGBT和POWER MOSFET 具有相似的门极特性。开通时，需要在极短的时间内向门极提高足够的栅极电荷，在自举电容的充电路径上，分布电感影响了充电的速率。下桥臂功率管的最窄导通时间应保证自举电容有足够的电荷，以满足栅极所需要的电荷量再加上功率器件稳态导通时漏电流所失去的电荷量。因此，从最窄导通时间为最小值考虑，自举电容应该足够小。综上所述，在选择自举电容大小时应考虑，既不能太大影响窄脉冲性能，也不能太小影响宽脉冲的驱动要求，应该从功率器件的功率频率、开关速度、门极特性等方面进行选择，估算后调试而定。
假设上下桥臂MOSFET为Q1和Q2，在Q1关闭，Q2导通时，VCC通过二极管D对自举电容C进行充电，为了保证对Q1的完全导通，就必须要保证自举电容C上的电压跌落满足：
式（1.4）参数说明：
VCC：驱动电源
VF：二极管正向导通电压
VGS(min)：为保证MOSFET饱和导通的最小栅源极电压
VDS(on):为下管Q2饱和导通时流过的电流在导通电阻上的最大压降
而引起自举电容上电压降低的因素主要包括：
1、上管Q1开通所需要的电荷QC
2、上管Q1栅源极的漏电流IIK_GS
3、高压驱动芯片内部悬浮电路所需要的静态电流IQBS
4、芯片内部悬浮端电路在承受高压时对地的漏电流ILK
5、二极管D在承受反向高压时的漏电流ILK_DIODE
6、自举电容的漏电流ILK_CAP
7、上管Q1的开通时间THON
于是可以得到总的电荷数：
式（1.5）中参数太多，实际应用中电路的各个参数也不是标准的，所以可以根据实际经验扩大栅极电荷：
式（1.6）中10表示扩大的裕量倍数。
同时由式（1.6）和式（1.4）可以得到自举电容的最小值为：
搭建仿真电路如图3-1所示：
图3-1 MOS驱动电路
图3-1中自举电容是C1。
由于在Multisim中不知道IRF840的栅极总电荷量参数，所以可以适当调整参数然后测自举电容的电荷量变化即可知道所需电荷量，因此可以设置自举电容为100NF，其电容两端电压波形如图3-2所示：
图3-2 自举电容电压变化波形
图3-2中可得自举电容电压变化量为V=7.479V，所以MOS管IRF840需求的电荷量为：
所以如果要使得自举电容上电压变化量为：VBS(min)=0.1V，其所需要的电容量至少为：
将算的值代入，可得自举电容两端电压波形如图3-3所示：
图3-3 自举电容两端电压波形
由图3-3可知，电容两端电压最大值和最低值相差为119.486mV，与实际设置值相差不大，所以也验证了3.1中电容选择的正确性。
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作者：xiaoxiaodawei
来源：小陈是个工程师
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