如何设计高速转换器前端

为高速转换器设计模拟输入接口是整个产品设计过程中最艰巨的任务。尽管 10-Gsps 高速转换器可以提供高达 10 GHz 的带宽，但大多数限制都涉及前端设计。

由于放大器和巴伦的规格在带宽和性能方面都在赶上，因此了解前端接口时所涉及的一些细微差别非常重要。本文将回顾设计高速宽带转换器前端时的一些最重要的考虑因素和权衡取舍。

放大器是有源的，提供增益，具有固有噪声，需要电源和去耦，并消耗功率。然而，巴伦不会增加噪音，也不会消耗功率。这些只是根本的区别；所以，现在就在他们之间做出决定还为时过早。重要的是理解应用程序设置的权衡（图 1）。

图 1放大器是有源的，而巴伦有助于无源射频转换器前端。资料来源：德州仪器

放大器和巴伦：优势

在有源端，您可以使用放大器来保持 DC 电平，也称为 DC bin。信号链中的这种类型的放大器/ADC 接口通常称为直流耦合。因此，这些 DC 电平在特定应用中包含一些重要信息。

放大器还可以在射频信号链系列的前几级保持更好的隔离，这在使用无缓冲转换器时很重要，或者当“匹配”在与应用相关的频率袋中不太正确时驻波很明显。

尽管放大器本身提供 +6 dB 的增益，但该增益与其输出阻抗无关。换句话说，当涉及到感兴趣频带内阻抗的细微波动时，放大器的带宽不会像石头一样受到影响或下降。由于放大器在增益与输出阻抗方面更加自主，放大器通常享有更“无纹波”的通带。

在无源方面，巴伦不能通过直流电平，而变压器本质上是磁通耦合设备，这使其成为交流耦合器。换句话说，直流阻滞剂。因此，对于固有的交流耦合射频信号链系列，巴伦是一个不错的选择。它们自然是无源的，不需要电源，也不需要去耦电容器或铁氧体磁珠等支持电路来供电。而且由于它们不需要电源，巴伦是无噪音的。

表面贴装技术 (SMT) 巴伦通常提供 10 GHz 甚至 20 GHz 的带宽。如果您选择模块化巴伦类型（用于实验室环境或高端仪器），这些巴伦将达到 80 GHz 以上，带宽为 300 kHz 至 80 GHz

如果应用程序的带宽要求至关重要并且您需要超过 5 GHz 的频率，那么巴伦似乎胜过放大器。但是坚持住。

放大器和巴伦：缺点

巴伦更像是一扇窗户，而不是一扇门，几乎不提供隔离。因此，RF 信号链阵容有时需要包括与巴伦通过的驻波、阻抗失配和我们的朋友“反冲”的隔离。反冲是一个常用术语，用于描述在 ADC 未缓冲时从转换器内部采样开关电容器的打开和关闭产生的电荷注入。

与放大器不同，无源巴伦可能有损耗。高频巴伦需要一个宽带匹配垫（3 到 6 dB）来帮助“加强”跨越数千兆赫频带的宽带阻抗。与放大器不同，巴伦的输出阻抗更依赖于增益。因此，焊盘会增加射频信号链系列的损耗，并会增加模拟接收器设计的整体噪声系数。最后，由于采用宽带匹配方法，驻波会在通带平坦度中加减，从而导致整个通带出现纹波。

另一方面，由于放大器本质上是有源的，它也固有地输出噪声和杂散。噪声会因放大器的设计而异，但所有放大器都会有一定量的噪声和杂散输出，最终 ADC 会看到并放大。例如，如果特定放大器的增益为 12 dB，输出参考噪声为 5nV/√Hz，12 位、10-Gsps ADC 具有 8-GHz 输入带宽、1-Vpp 差分满量程信噪比 (SNR) 约为 60 dB。这两个设备将有效地加在一起。

换言之，恶化 ADC 的本底噪声并降低动态范围，使 SNR 恶化 5.45 dB，或者如公式 1 所示。

其中，噪声ADC（NoiseADC） = ( (1/2)/√2)/10 (60/20) ) = 354 µVrms

和

噪声AMP （NoiseAMP）=5 nV × √1.57×8000M = 560.4 µVrms

放大器不仅有噪声，而且还容易出现线性问题。这种线性度有效地增加了 ADC 的线性度，使其总体上变得更糟。例如，如果放大器的最差杂散输出为 –80 dB，ADC 的最差杂散输出也是 –80 dB，则放大器加 ADC 接口设计在此特定频率下的最佳有效线性度为 –77 dB，如公式所示2 .

杂散（Spurious）=20 × log ( √(10 (-80)/20) )2+ (10 (-80)/20) )2 )   (2)

为了对抗感兴趣频带中的任何噪声或杂散输出，两个设备之间的抗混叠滤波器 (AAF) 将有所帮助。它将有多大帮助取决于滤波器设计的窄或宽以及 AAF 的滚降标准。额外的支持组件将增加放大器和 ADC 接口之间的面积需求。

了解相位不平衡的重要性

如果频率规划包括偶数次——二次 (HD2)、四次 (HD4)、六次谐波 (HD6) 等——那么在设计模拟前端接口时还必须考虑相位不平衡。放大器和巴伦在其输出信号之间都有有限的相位不平衡，通常在越来越高的频率上变得更糟（偏离）。

相位不平衡是用于量化两个信号之间相位不平衡量的术语。由于 ADC 的模拟输入通常是差分接口，理想情况下，两个输入的幅度应该相等，相位相差 180 度。例如，如果 Ain+ = –2 度且 Ain– = 185 度，则会产生 7 度偏移，这会转化为频域或快速傅里叶变换 (FFT) 图，表现为更严重的偶数阶失真；也就是说，二次谐波变得更糟。

不幸的是，实际上没有真正的方法来量化您的信号链在开始降低系统性能之前可以承受多少相位不平衡。这是因为每个具有差分输入或输出接口的组件——无论是有源的还是无源的——在某个频率上都会有一定数量的相位失配。确实没有办法在内部完美平衡 IC、平衡不平衡变压器的绕组，甚至电缆到绝对完美的长度。

因此，在实验室中执行平衡或差分测试测量时，您计划在测试设置中使用电缆或适配器，这些“额外”也需要相位匹配。

如果仍有疑问，并且您喜欢数学，TI 的E2E 高速转换器论坛可以为获得 ADC 的完整推导模型提供帮助。在这里，该模型使用三阶传递函数和一对正弦信号来证明相位不平衡如何导致偶次失真，如图 2所示。

图 2差分输入信号数学模型显示了相位不平衡如何导致偶次失真。资料来源：德州仪器

放大器和巴伦的相位平衡

回到放大器和巴伦权衡的话题，巴伦有多种形式、封装和设计。经典的 ferris 型巴伦通常容易出现相位不平衡，因此最好在仅根据插入损耗或巴伦可以覆盖的带宽做出最终选择之前查阅数据表。使用光刻结构的较小封装具有更严格的公差和更好的可重复性，这通常意味着可以改善相位不平衡。然而，它是以更小或更窄的带宽选择为代价的，如果设计要求在 DC 附近的 UHF 频带中使用较低频率，这并不总是理想的。

模块巴伦产生了一些最好的相位不平衡结果，但体积大、体积大且成本高——一件就高达 2,500 美元。这些非常昂贵的巴伦提供了一些最宽带宽的直流频率，并在数千兆赫区域内保持相位平坦度。图 3比较了市场上某些类型的巴伦的相位不平衡。

图 3巴伦相位不平衡的比较可以帮助设计人员选择正确的组件。资料来源：德州仪器

如果您的设计需要宽带宽但也存在成本限制，那么一个巧妙的技巧就是将两个巴伦或变压器背靠背放置以改善相位不平衡。参见图 4和图 5。唯一的缺点是为了实现这种类型的前端结构，PCB 面积增加了一倍。

图 4各种双巴伦配置可以改善相位不平衡。资料来源：德州仪器

图 5这是单巴伦与双巴伦相位不平衡改善的视图。资料来源：德州仪器

使用图 4 中的巴伦配置 A 或巴伦配置 B，或者图 5 中的红色和蓝色曲线，您可以看到 5 度或更小的相位不平衡可以在原始单巴伦配置上扩展到 3 GHz，或绿色曲线。如果使用其中一种巴伦配置，请注意每个巴伦组合都会有不同程度的改进。

相位平衡在放大器端也很普遍。因为低噪声放大器和增益模块具有单端输入和输出，您可能会认为这些类型的放大器不会具有良好的相位不平衡和高偶次失真，这就是放大器数据表中未指定 HD2 的原因.

全差分放大器 (FDA) 是带有差分输入和输出的 ADC 的经典放大器输入接口。尽管 FDA 可能允许您以某种方式将 INPUT 引脚接地，但 FDA 可以将单端信号转换为差分信号。FDA 的输入对这种参考偏移很敏感，因此会表现出比数据表中公布的更多的偶数阶失真。

FDA 通常以宽带模块化巴伦为特征，以获取其公布的性能指标。然而，镇上有一位新警长。TRF1208放大器使用补偿输入结构，默认情况下允许单端输入接口，并消除巴伦对输入的依赖，如传统 FDA。TRF1208 输入结构非常适合连接到典型的单端射频模拟接收器卡。

图 6比较了偶次失真 HD2 与高达 10 GHz 的模拟输入频率。使用相同的 ADC，该图直接比较了典型的宽带巴伦接口、TRF1208 接口、低噪声放大器加宽带巴伦接口，以及差分输入上有和没有巴伦的 FDA。

图 6比较了偶次失真与 FDA、低噪声放大器加宽带巴伦、仅巴伦以及与ADC12DJ5200RF 12 位、5.2-Gsps ADC 接口的 TRF1208。资料来源：德州仪器

您可以看到，在 1 GHz 以下的配置中，性能相当。然而，随着模拟输入频率攀升至超过 2 GHz，除 TRF1208 和低噪声放大器加宽带巴伦接口外，所有组合的偶次失真都有明显增长。

使权衡回到阶段

总而言之，主动和被动前端都有其优点和缺点。在仓促做出选择之前，请先了解手头的应用程序，这将有助于确定要遵循的路径。一旦您决定了有源或无源接口，请查看与实现满量程所需的相位不平衡敏感度、增益、功率和输入功率相关的各个权衡。在电子表格中收集这些信息将帮助您快速确定哪种设备最适合您的下一个 +5GHz 设计。