PCIExpress6.0基础规范分享（v1.0正式版，1923页）

射频百花潭 2022-09-02 00:01

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PCIe Gen 6的spec文档，终于出到1.0版本了。

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提取码：7zkx

PCIe 1.0版本于2002年发布，当时我已经在IT行业了，有幸摸爬滚打过这些年头。

PCIe 6.0的速率在5.0的32 GT/s基础上，又翻了一倍达到64 GT/s，信号调制从NRZ改为PAM4，编码方式也从128b/130b变成1b/1b。

诚然，在PCIe 5.0实际应用难度还较大的今天，6.0离我们还比较远。我们引用一篇专家写的文章如下：

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PCIe 6.0时代即将到来，

你准备好了吗？

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PCI Express(PCIe)6.0技术即将推出，对于高性能计算、AI和存储SoC开发者来说，理解并考虑如何最好地应对即将面对的关键变化，以及由此带来的设计挑战变得至关重要。这些变化包括从非归零(NRZ)转换到脉冲幅度调制4(PAM-4)信号导致对噪声的敏感性增加，转向FLow控制器unIT(FLIT)导致控制器行为和性能的变化，PHY与控制器之间紧密集成的需求，以及针对互操作性和测试的规划。

本文为开发者总结了主要变化，以及如何处理这些变化，以确保顺利成功地过渡到PCIe 6.0。

开发者需要考虑的PCIe 6.0的三个主要变化如下：

● 数据速率从32GT/s翻倍至64GT/s

● 从NRZ编码转换到PAM-4编码，以及由此带来的纠错影响

● 从传输的可变大小TLP到固定大小FLIT

前两项变化紧密相关，并且受到要传输PCIe 6.0信号的通道性质的影响。

除了这三项变化之外，本文还将简要介绍其他一些新特性，例如旨在允许功率/带宽扩展的新的低功耗状态L0p，以及支持的标签数量从PCIe 5.0中的768个（10位标签）扩展到PCIe 6.0中的15,360个（14位标签）。

通道和PAM-4

当数据速率从16GT/s加倍到32GT/s时，奈奎斯特频率也从8GHz加倍到16GHz，使得PCIe 5.0（第5代）的频率相关损耗比PCIe 4.0（第4代）严重得多。再加上电容耦合（噪声和串扰）的增加，使得PCIe 5.0通道成为最难处理的NRZ通道。如果PCIe 6.0仍然保留NRZ信号，则奈奎斯特频率将增加到32GHz，通道损耗大于60dB，这对于实际系统而言太大了，因此需要从NRZ更改为PAM-4信号。这一变化意味着发射和接收的信号现在有四个不同的电压电平，而不是两个，如图1所示。

图1：在以相同比例显示的眼图中，(a)PCIe 5.0 32GT/s（NRZ信号）显示2个信号电平和单眼，(b) PCIe 6.0 64GT/s（PAM-4信号）显示4个信号电平和3个不同的眼

图1(a)显示了使用NRZ信号的PCIe 5.0的眼图，包含两个电压电平和单眼。图(b)显示了使用PAM-4信号的PCIe 6.0的眼图，包含四个电压电平和三眼。图1中的两个信号具有相同的16GHz奈奎斯特频率和相同的单位间隔(UI)。这意味着他们基本上可以使用相同的PCIe 5.0通道，而不会让频率相关损耗变得更糟糕，如果使用64GT/s的NRZ信号，奈奎斯特频率为32GHz。这就是56G和112G以太网转换到PAM-4信号的原因，也是PCIe 6.0现在转换到PAM-4的原因，可以降低信号损耗。但是PAM-4的四个电压电平在一个UI中使用2bit编码，而NRZ是1bit编码，从而使数据速率提高了一倍。这听起来很棒，但是这里有一项重要的权衡因素。由于发射端(TX)的总体电压摆幅没有增加，因此PAM-4系统中每只眼的可用电压仅为NRZ的1/3。因此，信号在TX和接收端(RX)之间遇到的任何噪声都会对信号完整性造成更大的损害。

转变为PAM-4信号使得RX的工作更加困难，因为眼不仅在电压域要小得多（约 1/3），而且在时域也要小得多，而且这么多的转换必须嵌入同一个UI中。如图1 所示，这很明显。图1(b)底部的绿色箭头显示了NRZ眼的相对宽度，表明PAM-4 的眼宽度明显小于NRZ的眼宽度。因此，使用PAM-4时，时钟和数据恢复更加困难，需要更好的RX设计。PAM-4的大多数设计（包括即将推出的PCIe 6.0设计）将在RX中配置一个模数转换器(ADC)，以更好地满足PAM-4的多电平信号需求以及对传统NRZ的支持。这意味着数字滤波是完全开放的，一个RX对另一个RX使用特定的数字信号处理(DSP)算法，再叠加针对不同通道的模拟和数字均衡的仔细平衡，将区分PHY性能。此外，更窄的PAM-4眼意味着PCIe 6.0上的TX抖动性能需要比PCIe 5.0上好2倍左右，开发者应该仔细考虑这些因素。

从NRZ信号转换为PAM-4信号还会显著影响封装和电路板设计，因为更改为四个电平信号会导致信噪比(SNR)立即退化9.6dB，因此正确管理噪声变得更加关键，即使奈奎斯特频率相同，封装和电路板设计中的串扰和回波损耗也比PCIe 5.0高。噪声敏感性增加意味着我们用于PCIe的1e-12误码率(BER)不可行，并且需要前向纠错 (FEC)，因为PAM-4信令的BER将比1e-12高几个数量级，第一位误码率(FBER)的目标是1e-6。在其他标准（如以太网）中，使用强大的FEC来获得可接受的BER，但代价是带来100ns量级的大量额外延迟，这对PCIe来说是不可接受的。

由于FEC延迟和复杂性会随着需要纠正的符号数量的增加而增加，并且由于PCIe 6.0的延迟目标非常苛刻，因此使用了轻量级FEC，并与使用循环冗余码(CRC)检测错误的PCIe的重试能力相结合，以便数据包可以重新发送或重试。PCIe 6.0的轻量级FEC可以产生1e-6级的重试概率，并且与更强的CRC结合使用时，整个系统可以提供稳定、接近无误的性能，对往返时延的影响非常小（通常约为2纳秒）。这意味着开发者可以使用与PCIe 5.0基本相同的延迟预期进行设计，对于许多情况，例如大于128字节（32DW）的事务层数据包(TLP)，相对于PCIe 5.0将获得显而易见的实际延迟改进。

FLIT

开发者需要考虑的另一个重要问题是转换到使用FLIT作为数据交换单元，而不是使用可变大小的TLP。由于PAM-4编码的更改和FEC需要将误码率提高到可接受的水平，因此这是必要的，这样CRC和重试机制可以让路给可接受的错误率和系统延迟。FEC仅适用于固定大小的数据包，因此PCIe 6.0采用了256字节FLIT作为标准大小的数据传输单元。为了保留现有通道的PCIe 5.0，需要对PAM-4进行更改，这需要添加FEC，相应地需要转换到FLIT。使用FLIT对系统有影响，因为一些FLIT可能有来自多个TLP的数据，而其他FLIT可能只包含TLP的一部分，并且底层TLP的大小仍可以在0到4096B（1024个DWORD）之间变化。

另一个影响是，一旦设备进入FLIT模式（例如，通过协商必须支持FLIT的PCIe 6.0链路进入），则无论链路质量有何变化，它都必须保持FLIT模式。因此，如果由于通道不稳定而需要降低链路速度，则新协商的较低数据速率将保持FLIT模式。这意味着在PCIe 6.0中，需要支持的所有可能的速度都有FLIT模式。

随着在PCIe 6.0中引入新的FLIT模式，TLP和数据层数据包(DLP)包头格式发生了变化，应用程序需要理解并正确处理这些变化。例如，对于PCIe 6.0，FLIT包含自己的CRC，因此数据链路层数据包(DLLP)和TLP不再需要像在PCIe 5.0和前几代中那样的单独CRC字节。此外，由于FLIT的大小固定，因此无需使用前几代（非FLIT模式）中的PHY层成帧令牌。与PCIe 5.0相比，这提高了带宽效率。

新的低功耗状态

用于FLIT模式的L0p

PCIe 6.0引入了一种新的低功耗状态，称为L0p，允许PCIe 6.0链路在不中断数据流的情况下扩展带宽利用率，从而降低功耗。在前几代中，为了改变链路宽度，整个链路重新训练时，流量会中断几微秒，但L0p允许链路关闭通道，从而降低功耗，同时始终保持至少一个通道处于活动状态，即使其他通道正在进行链路训练。需要注意的是，这种新的低功耗模式仅在FLIT模式下可用，而L0s支持非FLIT模式。

这种新的低功耗模式是对称的，这意味着TX和RX一起缩放，并且支持FLIT模式的重定时器也支持这种模式。在处于L0p期间空闲通道的PHY功耗预计与关闭通道时的功耗相近。

在64GT/s下保持性能

为了在PCIe系统中实现最佳性能，开发者需要确定系统必须处理的未发布请求(NPR)的最大数量，以保持数据畅通，这取决于有效负载大小以及总往返时间(RTT)。该数量转换为可用标签的数量，并且是必须根据系统需求正确设置的控制器属性。对于PCIe 6.0，随着数据速率再增加一倍，以前的768个标签限制已经远远不够，因此标签数量最大值急剧增加，变为基于14位的15,360个标签。这样即使在往返时间较长的情况下也可以实现高效的性能，并且具有很大的余量，可以在将来实现更快的数据速率。

图2显示了各种RTT的PCIe 4.0、5.0和6.0数据速率所需的标签数量，以保持256B 有效负载和32B最小读请求大小的最大吞吐量。如图2所示，PCIe 5.0的768个标签限制远远不足以支持大多数PCIe 6.0系统的性能。这应该在作为系统片上(SoC)设计的一部分的PCIe 6.0控制器的配置过程中进行仿真和验证，以确保能够实现预期的性能。

2：实现PCIe 4.0至PCIe 6.0链路最大吞吐量所需的标签数量

要考虑的第二个因素是如何确保应用能够有效地利用PCIe 6.0的大量可用带宽。通常，应用程序通过带有3个独立接口的控制器连接到PCIe：分别用于已发布、未发布和已完成事务。对于64GT/s PCIe 6.0，各种情况的分析表明，使用单个接口将导致链路利用率或带宽效率（实现的带宽相对于理论带宽）的显著损失。对于较小的数据路径宽度和较小的负载大小，此问题最为严重。

如图3所示，对于传统的单应用接口和双应用接口（用于已发布事务），PCIe 6.0 在各种数据路径宽度和有效负载大小下的传输链路利用率。在1024b数据路径的32字节有效负载的情况下，使用单个已发布接口而不是两个接口导致链路利用率下降54%。这意味着在这种情况下，使用带有单个应用接口的控制器将获得相当于PCIe 5.0的性能。

图3：使用多个应用接口来提高PCIe 6.0链路利用率

PHY和控制器集成

为了实现最佳性能、最低延迟和简化集成，通过单一供应商来实现PHY和控制器IP的完整解决方案是有利的。如果这不可能，PIPE接口的细节就比较关键。PIPE 5.x 接口规范不支持PCIe 6.0，因此必须指定较新的版本PIPE 6.0。现在看来，PCIe6.0 的大多数设计将采用基于新PIPE 6.0规范的SerDes架构PIPE接口。这简化了PHY 设计，还使PCIe 6.0PHY在推出时能够支持CXL 3.0的低延迟要求。

在PCIe 6.0中，仍然需要权衡数据路径位宽和PIPE接口处时序能够收敛的频率。对于要求最大的PCIe 6.0带宽和16通道配置的应用，只有两个可行的选择。为了使时序能够收敛在1GHz，需要使用64b PIPE，这又需要1024b PCIe 6.0控制器架（16 通道x64b=1024b）。这是PCIe 6.0的一个新特性，因为前代PCIe没有1024位架构可用。

另一个选择是使用32位PIPE并坚持使用512位架构。这意味着在PHY控制器接口上以2GHz来收敛时序。虽然大多数SoC开发者不太可能首选这种架构，但如果开发者想要在非常快的CMOS过程中实现最小的延迟，那他们就有可能会这么选择，因为将bit时钟的周期时间减半，可以提供比1GHz时序更小的延迟。

测试和调试注意事项

对于量产设备，64GT/s速率的生产测试需要能够验证链路的快速测试，此类测试通常使用内置环回模式、数据图形发生器和接收器（集成在PHY和控制器IP中）。在PHY中支持PAM-4的环回比NRZ更复杂，但很重要，应将其视为可测试性解决方案的一部分。

对于实际硅片中的调试和质量监测，能够监测硅片中的FBER对于一个系统的实际链路质量也非常有益。可以与内置scope功能结合使用，通常合并入PCIe 6.0 PHYIP，以获得对TX和RX之间更详细的理解。

像PCIe 6.0这样的新规范需要进行更鲁棒的系统测试，针对调试、错误注入和统计监测功能提供内置控制器支持非常重要。这有助于不确定是否能够正确地开发固件和软件，以预测可能遇到的任何潜在的实际系统问题。

总结

虽然PCIe 5.0正在广泛流行并被主流设计所采用，但业界急切地等待PCIe 6.0的推出。好消息是PCIe 6.0带来了更高的性能和一系列新特性，包括64GT/s的数据速率，采用具有吞吐量和延迟优势的 FLIT，以及新的低功耗状态L0p，实现了真正的带宽扩展来降低功耗。然而，这些变化引入了一些注意事项，开发者在决定迁移到新的PCIe 6.0规范之前需要了解这些注意事项。新思科技可以通过针对PCIe5.0的DesignWare IP（客户已在超过150种设计中使用了该IP）和最近推出的PCIe6.0 IP更容易实现这一转变。新思科技是PCI-SIG工作组的积极贡献者，一直在帮助制定跨越所有代系的PCIe规范。

下附：去年6月PCI-SIG® Educational Webinar资料《PCIe® 6.0 Specification: The Interconnect for I/O Needs of the Future》，供大家按需参考。