在过去的文章中，我们曾经讨论过IGBT在关断的时候，集电极会产生电压过冲的问题（回顾：IGBT集电极电压超过额定电压会发生什么？）。
IGBT关断时，集电极电流Ic迅速减小到0，急剧变化的di/dt流经在系统杂散电感，产生感应电压ΔV。ΔV叠加在母线电压上，使IGBT承受高于平常的电压应力。哪怕这电压尖峰时间很短，也可能对IGBT造成永久性损坏。
di/dt与IGBT芯片特性有关，也与关断时器件电流有关。当器件在短路或者过流状态下关断时，集电极电压过冲会格外大，有可能超过额定值，从而损坏IGBT。
所以如何抑制关断时的电压尖峰，是一个值得探讨的话题。
从集电极过冲电压计算公式：
V=Ls*di/dt
我们可以看出，降低电压过冲有两条路：
1 | 降低系统杂散电感 |
2 | 减小电流，从而降低电流变化率di/dt |
3 | 驱动慢一些，从而降低电流变化率di/dt |
要降低系统杂感，是一个系统层面的问题，这个我们单开题再说。
但降低电流变化率di/dt会增加关断损耗，如何解决这样矛盾呢？
本文主要想从驱动设计的角度，探讨一些降低电流变化率，从而抑制电压过冲的方法。
降低电流变化率，很多人想到的第一个办法是增加门极电阻，但这一方法并不总是有用，尤其是对FS+trench stop的技术。略微增加门极电阻甚至可能增加di/dt，当门极电阻增加到非常大的时候，才会降低di/dt。一味地增加门极关断电阻，会显著增加关断损耗，因此这种方法并不可取。
IGBT4的关断波形改变门极电阻，
集电极过电压并没有明显变化
那么除了增加门极电阻，还有什么办法可以降低di/dt？从驱动角度看，有三种办法：
1
两电平关断
两电平关断的思路是在关断过程中减慢关断速度，减少di/dt，从而把关断过电压降低到一个合理的值。当IGBT被 关断时，栅极电压不是直接降低到0V或者负电压，而是在很短的时间内，栅极电压先降到UTLTO，这个电压低于正常导通电压，但是高于米勒平台的电压。然后再从UTLTO降低到0V或者是负电压。一般来说，UTLTO可以选择9~14V之间的电压，UTLTO的电压和持续时间长度可调节。
两电平关断功能可集成在IGBT驱动芯片中，比如1ED020I12-FT。两电平关断的电压和持续时间通常用一个电容CTLTO或者电容与电阻的结合体来实现。当电容充电达到一个特定的值，就会触发驱动器的输出信号UOUT，如果输入信号Uin比设定的tTLTO短,输入信号通常会被抑制,而输出信号会保持不变。
下图给出了有无TLTO功能的关断短路电流对比。图a没有使用TLTO技术而关掉了短路,而图b显示应用了TLTO关断的波形。能很清楚地看到，栅极电压和发射极-集电极电压中的强烈振荡明显减轻，更重要的是产生的过电压降低了。在这个例子中,图a中出现了1125V的峰值电压。在图b所示的测量方法中,电压只有733V(在每个例子中直流母线电压为400V,且都使用了一个400A/1.2kV的IGBT)。
(a)没有TLTO功能
(b)有TLTO功能
两电平关断功能可以集成在驱动芯片中。传统的集成两电平关断功能的IGBT驱动器IC如下图所示。TLSET引脚外接一个肖特基二极管和一个电容，肖特基二极管用来设定两电平关断的电压；而电容用来设定两电平关断的时间。
1ED020I12_BT/FT
而英飞凌最新推出的X3 Enhanced 驱动芯片， 1ED38X1MX12M，不需要外接电容电阻，只通过数字化的配置，即可设置两电平关断的电平及持续时间， 可简化电路设计及BOM。
1ED38X1MX12M
1ED38X1MX12M 两电平关断时序图
1ED38X1MX12M两电平判断参数设置档位
2
软关断
软关断能够保证短路状态下的安全关断。如果驱动检测到短路，软关断功能不是用标准的关断电阻将IGBT的栅极电压拉低至0V或者负电压，而是使用一个相对高的阻抗来释放门极电流，该阻抗能够延迟栅极电容的放电，使IGBT关断速度变慢。一旦栅极电压降低到某个值（例如2V），高阻抗就会被一个低阻抗 短路，这样可以确保快速而完全地给栅-射极电容放电。软关断的原理如下图所示。
具有软关断功能的IGBT驱动有英飞凌1ED34X1MX12M、1ED38X1MX12M，这两款芯片分别通过模拟和数字的方式来配置软关断电流，均有多达16档的软关断电流档位可选择。
1ED34X1MX12M
1ED38X1MX12M
1ED3431的软关断电流调节档位
3
有源钳位
又称为集射极钳位，下面是有源钳位的典型实现方式：
有源钳位的原理是：在关断的过程中，IGBT CE间因为di/dt产生电压尖峰。只要集电极处的电位超过了二极管VD1的雪崩电压， 单向的TVS二极管VD1就会导通且通过电流。电流I1流过VD1,VD2,RG和VT2，如果在栅极电阻Rg上产生的压降高于IGBT的阈值电压Vth，则IGBT再次开通，从而降低了关断过程中的di/dt。因此，为了增加栅极电压，必须产生足够的电流。
如果IGBT外部栅极电压为1ohm，栅极电压为-15V， 而阈值电压为6V，为了再次开通IGBT，必须使有源钳位的电流大于21A，因此TVS二极管VD1和阻断二极管VD2必须满足21A脉冲电流的需求。此外，TVS管必须是高压二极管，常用的系列型号为1.5KExxx
但此种电路也有缺点，如击穿电压与温度密切相关，而且阻断二极管结电容较大，IGBT开关时，位移电流会被du/dt额外加大。
另一个更简洁的方法是把信号反馈到驱动推挽电路之前，如下图:
电流I2通过阻断二极管VD5、电阻R2和MOSFET VT8。电阻R2比RG的阻值 要高很多，所以只要电流I1有一部分流出就能产生足够的电压来打开VT5和关闭VT6。一旦VT5导通，I1不再通过栅极电阻RG，而是对输入电容CGE充电。所有这些对电路有如下好处:
1 | 因为通过二极管的电流很低，可以用更便宜的TVS SMD二极管。 |
2 | 所需要的空间仅由爬电距离和电气间隙来决定。 |
3 | 电路反应非常快。 |
以上是几种普遍使用的集电极电压尖峰抑制的方法。其中有源钳位需要高压二极管，附加成本较高；两电平关断可集成在驱动芯片中，传统方案仅需在驱动芯片外加二极管和电容，而最新的英飞凌1ED X3 digital版本芯片，不需外接器件即可实现两电平关断的参数调节。并且，1ED X3 analog/digital芯片还集成了软关断功能，无需外围器件，即可实现16档软关断电流的调节。
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