真相只有一个，深入洞察PAM4测试！
和小编一样的柯南迷，每到柯南拉风的说出那句“真相只有一个”的时刻，应该都会全神贯注兼热血沸腾，因为这意味着扑朔迷离的案情马上就可真相大白，追剧的意义或许就在于跟着柯南逐一破解这唯一的真相。而不被浮云所遮蔽，努力接近真相，发现最真实的信号一直也是小K的梦想所在。
正如小K在测试测量领域80年技术沉淀，始终专注于最前沿的技术开发，测试手段的层出不穷，软件硬件的迭代更新，无一不都是为了离被测信号的真相更近一步。
在数据中心和5G承载网中，直接探测领域即PAM4信号占据相当重要一席，而伴随着IEEE及CEI中PAM4标准的最初问世到近几年间的发展，PAM4测试方法也在齐头并进的演进之中。
同时伴随着PAM4信号的普及，越来越多的企业和工程师也在关注着PAM4信号的相关测试方法因此仅仅停留在对最初步的PAM4测试的了解远远还不够。
除此之外完整的PAM4测试应该包含Tx发送端和Rx接收端两部分，这些都需要全局考量，才能立于不败之地。
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在发送端
，
要注意的是测试方法是否与时俱进，TDECQ作为PAM4信号的重要参数，其结果与PAM4信号中各种失真和成分都有关系。为了更准确地分析PAM4信号完整性，需要更先进的测量与分析手段。是德科技与业界多个规范组织进行紧密合作，通过提供不断更新的示波器PAM4分析套件，确保测试结果反应当前一致性规范的最新要求。
在接收端
，
要注意的是与真实链路的接近程度，以及系统级如压力眼和FEC测试能力。使用仪表进行发射或接收测试时，误码仪作为参考的电发射机和接收机。为了模拟通信链路真实工作的状态，就要求误码仪也具备和实际通信中类似的预失真和补偿功能，同时，具备压力眼及FEC测试才能够更全面的衡量接收端性能，从而使测试结果更准确反应各个器件和设备真实工作条件下的性能。
在了解PAM4完全进阶版测试之前，可阅读上篇《传说中的TDECQ，到底是个#￥%！@》了解对于发送端而言最重要的TDECQ的规范定义以及测试方法，但要深入理解TDECQ的含义，以及这个参数与被测系统的性能之间的关系，还需继续阅读：
/ Part I/
正如TDECQ的定义所指出，发射机的TDECQ值是一个功率代价，其结果等于被测发射机和理想发射机达到相同误码率时，额外添加的噪声比值。换一个角度理解，就是被测发射机和参考发射机的信噪比比值。
假设我们在被测信号上叠加一个随机噪声，噪声的幅度从0开始逐渐增大，那么测试出的TDECQ结果应该是怎样的趋势呢？下图1中灰色曲线为增加的噪声信号大小，橙色和蓝色曲线为两种预测的TDECQ变化趋势，哪一种是正确的？
图 1
答案是橙色曲线更接近理论值。为了解释这个原理，还要回到TDECQ的测试定义上来：
TDECQ=(理想发射机噪声裕量)/(被测发射机噪声裕量)
图 2
当被测信号的随机噪声增加时，信号幅度不变，对应的理想信号也没有变化。而叠加的随机噪声吃掉了被测发射机的噪声裕量大小，使TDECQ公式中的分母减小。
因此噪声越大，TDECQ值也随之增大。一个极限的情况是当叠加的随机噪声大小导致被测发射机的噪声裕量为零（此时测试到的眼图对应误码率正好等于规范要求的误码极限），那么测得的TDECQ值就会变成无穷大，或者说测不出TDECQ值。
图 3
上图3现实的就是一个典型的噪声过高的PAM4信号，TDECQ测试结果显示SER? 我们可以点击“Details…”按钮来查看具体的说明。
图 4
Details说明中会包含测试项结果无法准确得到的原因，是非常实用的一个快捷功能。在上图4中，details说明提示信号的噪声裕量过小，导致实际测试的误符号率(SER)高于目标SER，即802.3bs规范中给出的(SER = 4.8 * 10^-4, BER = 2.4 * 10^-4)。
既然TDECQ是功率代价的参数，它与信号功率之间又有怎样的关系呢？
也许有人会想：“既然TDECQ与信号的信噪比相关，那信号越小，TDECQ值自然就越大了。”
但是事情并不是这么简单，我们要看一下信号功率变化的原因，以及其对信噪比的影响。
图 5
如果我们把被测件通过一个可调光衰减器，减小功率后输入示波器进行测试，这时信号功率和TDECQ之间的关系应该是什么趋势呢？下图中灰色、橙色、蓝色三条曲线哪种是正确的？
图 6
答案是灰色曲线最接近理论值。
信号经过光衰减器时，信号的幅度与噪声的幅度衰减比例相同，因此信号的信噪比并不随衰减器的变化而变化。
虽然在示波器上显示的眼图会随着信号功率下降而逐渐模糊，但这时由于示波器的噪声叠加在被测信号上，而示波器的噪声是不随衰减器变化而改变的。
而为了准确的测试TDECQ值，示波器的噪声不应被包含在TDECQ的测试中，因此理想的TDECQ结果应该不随信号衰减变化而变。
当信号功率过低时，信号已经被示波器的噪声淹没，此时就无法测出TDECQ值，会显示如之前展示的“SER？”结果。
另一种情况是通过改变被测发射机的驱动信号的偏置和幅度大小来改变信号功率，此时发射机的输出功率、输出幅度以及噪声特性都会发生变化。
这时和添加衰减器的情况不同，信号的信噪比有很大可能会改变，而TDECQ的变化趋势还要根据信号具体的改变来决定。
前面分析了TDECQ与噪声和信号幅度的关系，那么TDECQ与抖动是否也相关呢？答案是肯定的。
如果信号中抖动过大导致眼图闭合，就必然伴随着误码率的上升，TDECQ值会不断劣化。但是眼图信号中的抖动分类非常多，例如周期性抖动、随机抖动、有界不相关抖动等等，而每种抖动对TDECQ的影响实际上并不相同。
本篇的主题不在于详尽的讨论每一种抖动对于TDECQ测试的影响，而是从更广泛的角度来分析。
我们知道标准的TDECQ测试系统中，在接收端需要进行时钟恢复。时钟恢复的作用是从信号中提取参考时钟，再对信号本身进行采样。同时时钟恢复还有另外一个作用，就是滤除信号中的高频抖动，而将信号中的低频抖动传递给时钟。时钟恢复对于抖动的滤除和通过效应的专业名称是抖动传递函数，简称抖动传函（JTF）。
图 7
典型的时钟恢复的抖动传函是一个低通滤波响应，而这个低通滤波的带宽称为环路带宽。环路带宽越高，就意味着越高频率的抖动从信号传递到时钟上。
通常来说，环路带宽越高，意味着时钟的抖动越接近信号的抖动，得到的眼图会越干净。但IEEE 802.3标准中对于PAM4的时钟回复环路带宽的要求为4 MHz，是明显低于25G NRZ信号的时钟恢复环路带宽(通常为10 MHz)的。
图 8
这其中的原因，要从PAM4信号自身的特点来解释。
在PAM4信号中，由于有四个不同的电平，与其对应的转换沿的数量一共就有4*3=12种。与NRZ信号只有两种转换沿，一个交叉点相比，PAM4信号固有的交叉点数量大量的提升了。
上图中绿色虚线表示的就是居中的交叉点和最靠右侧的交叉点的水平位置，这个差值称为PAM4信号的切换抖动(switching jitter)。切换抖动是一种NRZ信号没有，但PAM4信号固有的一种抖动。
实验表明，时钟恢复在带宽较高时，会跟随PAM4信号的切换抖动，导致输出时钟抖动增大。这直接的结果就体现在对应的采样时刻会远离PAM4眼图的水平中央。
上图中的两个黑色箭头表明了在时钟恢复跟随切换抖动的情况下，对应的采样时刻的偏移。为了减小这种固有抖动的影响，IEEE规范将PAM4信号一致性测试的时钟恢复环路带宽设定为4 MHz。
在测试中，我们可以在FlexDCA软件中设定环路带宽，以保证测试环境满足规范一致性的要求。
下图9中为FlexDCA软件中的环路带宽（LBW）设置页面，可以手动输入所需的环路带宽，或选择select from list从预设值列表中选择对应规范的环路带宽值。
图 9
TDECQ作为PAM4信号的重要参数，在生产和研发阶段都是必须测试的指标之一。但很多时候，单独从TDECQ的结果难以判断出信号恶化问题的具体原因。
是德科技在采样示波器FlexDCA软件中，集成了多种PAM4信号分析测试项目，以便更细致准确的定位PAM4信号中的各种问题。
图 10
其中噪声裕量(noise margin), 分部SER(partial SER)， 分部TDECQ(partial TDECQ)，分部噪声裕量(partial noise margin)是TDECQ测试中的几个中间结果，用于分析信号中各种部分对于TDECQ的贡献度大小。
图 11
PAM4信号在竖直方向上分为三个眼，TDECQ测试会分别对这三个眼图的左右侧进行采样分析。上图11中的两个方框就是TDECQ测试的采样区域，眼图位于采样区域内的点会被用于TDECQ计算。
对于每一个区域，都可以分别计算初始的SER，对应的SER裕量，以及区域对应的分部TDECQ结果。总的TDECQ结果由所有区域的分部TDECQ结果取平均值来得出。
一个被测的PAM4信号可能会在三个眼图中的某个区域信号过差，导致总的TDECQ结果偏大，甚至无法测出TDECQ。但其他的区域可能是良好的，却无法从总体TDECQ结果上得到反映。
如果进行partial SER/partial TDECQ测试，就可以对良好的PAM4眼图部分和较差的眼图部分进行区分。
图 12
从以上的讨论中，我们了解到TDECQ作为PAM4信号的重要参数，其结果与PAM4信号中各种失真和成分都有关系。为了更准确地分析PAM4信号完整性，需要更先进的测量与分析手段。是德科技与业界多个规范组织进行紧密合作，通过提供不断更新的示波器PAM4分析套件，确保测试结果反应当前一致性规范的最新要求。
/ Part II /
在接收端，要注意的是与真实链路的接近程度，以及系统级如压力眼和FEC测试能力。
在高速PAM4发射接收测试中，对信号进行预失真和补偿已经成为必不可少的功能。在进行高速链路设计的工程师都会发现，一个良好的发射机信号经过线缆或PCB走线，在远端看到的信号会有很大失真。这是因为信号传输链路中，射频线缆或PCB传输线的高频衰减导致信号中高频成分的损失，从而引入码间干扰。
直白的说就是在高速信号传输中有一个非常棘手的问题，就是当传输速率变得越来越高的同时，数据间隔单元(Unit Inerval，UI)也会变得越来越小。这导致前一个bit的数据会对后面bit的数据造成影响，如果不去除这些影响，将会导致误码率飙升，甚至通信无法继续。
如果系统中出现几个连续的1(或者0)，而接下来的信号为0(或者1)时，信号的电压保持在长0或长1状态下前面的信号会影响后面的现象，我们称之为码间干扰ISI (Inter-Symbol Interference)。例如在OIF CEI 56G VSR规范中，建议的最大损耗在基频为29 GHz时达到12 dB以上。
图 13
更进一步的，在光通信链路中，发射机中的激光器/调制器以及接收机中的光探测器也会产生带宽限制，造成眼图的闭合。这也是为什么在光通信链路中，电驱动芯片和DSP芯片通常都包含均衡功能，因为不进行均衡调节就无法实现正常的发送和接收。
在使用仪表进行发射或接收测试时，误码仪就作为参考的电发射机和接收机。为了模拟通信链路真实工作的状态，就要求误码仪也具备和实际通信中类似的预失真和补偿功能，才能使测试结果更准确反应各个器件和设备真实工作条件下的性能。
实现原理
在误码仪中，预失真和补偿是通过码型发生器的去加重功能，以及误码接收端的均衡功能实现的。其实现原理可以简单理解为一个可调的FIR滤波器，通过调节滤波器每个抽头(tap)的参数，对信号进行线性滤波。
在M8040A中，码型发生器的去加重通过5个抽头的FIR滤波器实现，每个抽头的间隔是1个符号周期(1UI)。使用者可以调节c0 – c4五个参数对滤波器进行调节。抽头数越多，意味着滤波器的时域响应越宽，对应可以调节的滤波器频域响应就越精细。下图14是M8040A的去加重功能结构框图。
图 14
对于具有高频损耗大特性的通信链路，只需要将去加重调节为对发射信号的低频进行较大衰减，高频分量衰减较少或没有衰减，就可以将整体频率响应补偿到接近平坦，这也是去加重可以补偿链路损耗的主要原理。
下面两张图是是德科技M8040A发出的28 GBaud PAM4信号经过一段PCB走线之后，由示波器接收得到的眼图。在没有进行去加重补偿之前，眼图是完全闭合的。将去加重参数调节到合适的数值时，可以看到PAM4眼图明显张开，信号质量得到很大改善。
图 15
那么如何才能准确快速的获得合适的预加重参数呢？
对于有滤波器设计经验的工程师，可能已经想到一些办法。理论上通过传输链路的频率响应S参数模型，可以推算出FIR滤波器所具有的频率响应，再换算出滤波器时域抽头的参数。这虽然是理论上很直观的一种办法，但是实际应用时会有各种困难：
1)
链路的S参数实际测试很复杂，尤其是带有多个器件，或包含光器件的通信链路。虽然仿真也可以得到一个近似的S参数模型，但与实际被测件响应还是有不可忽视的差异。
2)
仪表内部的抽头参数与输出频率响应之间的关系，是与误码仪内部结构相关的。如果没有去加重滤波器的数学模型，也很难计算出所需的去加重参数。
3)
以往的误码仪软件并不支持自动计算去加重参数，用户只能自己编写单独的软件进行计算，再将结果手动导入到误码仪控制软件中，大大影响测试效率。
基于以上原因，很多时候在实际测试过程中用户只是手动调节去加重参数，直到输出眼图达到比较优化的结果，而几乎不可能手动调节到理想结果。
两种自动设置去加重参数的功能
第一种
为了解决手动调节去加重的困难，是德科技在M8070B软件中加入了自动去加重计算功能。下图16是自动去加重校准的连接示例。
图 16
◉ 将M8045A发射机的信号经过被测件，输出到采样示波器的测试端口中。
◉ 通过示波器的自动均衡结果，可以计算出误码仪对应的发射机去加重值。
◉ 如果更换了被测件，只需要重新进行去加重计算，就能获得更新的优化结果。
这在批量测试中避免了手动计算和填写参数的过程，极大提升测试效率。
在最新的M8070B软件中，去加重参数的计算和更新可以自动由软件完成，用户只需要将示波器和误码仪连接到同一个控制电脑，再运行自动去加重计算即可。
图 17
第二种
假设另一种场景下，我们已经获得了所需补偿的损耗S参数，是否可以直接对这个S参数模型进行补偿呢？
答案是肯定的。M8070B中已经内置了S参数嵌入和去嵌入功能，可以将标准格式的S参数文件导入到误码仪软件中，并控制去加重滤波器进行「嵌入或去嵌入」功能。这个功能可以和上文提到的去加重自动计算同时使用，对于可以连接到测试设备的被测件进行自动补偿，而无法连接的器件，例如芯片内部的线路进行S参数去嵌入补偿。
图 18
以上两种自动设置去加重参数的功能可以帮助用户快速优化去加重参数，并对不同被测件的损耗性能快速定位。对于高速通信器件和链路的设计，特别是PAM4和光电通信应用，自动去加重设置对简化测试流程，加快设计和产品开发速度有很大帮助。
均衡功能和上文提到的去加重补偿的原理类似，区别只是去加重在发射端进行，而均衡是在接收端进行。均衡器本质上是一个高通/带通滤波器，用于补偿信号传输后的高频衰减。根据硬件实现方式不同，均衡包含连续时间线性均衡(CTLE)、前馈均衡(FFE)、判决反馈均衡(DFE)等种类。在M8040A误码仪接收端，用户可以设置一个16 tap的FFE均衡器，在误码判决之前将接收信号的眼图张开。
对于下图19所示的典型接收机测试系统，测试目标是获得被测件接收机所产生的误码。而误码仪所显示的结果实际上是整个链路各部分的误码总和，这就要求环回链路因信号损伤导致的误码需要远小于被测接收机的误码水平，才能保证测试结果反应的是被测接收机的性能，而不受到误码仪接收机的误码水平限制。
图 19
通常来说，在误码测试时应使用尽量短的线缆接入误码仪的接收端口，以避免环回信号的失真导致额外误码产生。但很多情况下由于被测件的连接方式限制，环回路径上不可避免的会产生信号的损耗，这时就需要误码仪在接收端对信号进行补偿，以保证误码测试结果的准确性。
除了调用预设的均衡器参数以外，M8070B软件还提供自动均衡优化功能。当输入随机数据信号进入M8040A接收端时，误码仪可以通过扫描接收到的数据信号，自动计算出合适的均衡器参数。另外M8070B软件还提供图形化的接收信号直方图显示，方便直观的判断接收信号质量是否适合误码分析。
图 20
在sampling point setup窗口，竖直方向的直方图即为接收机在判决点所看到的信号电平分布。如果是张开的NRZ或PAM4眼图信号，对应的直方图应为两个或四个间隔明显的电平分布。各电平之间的距离越大，说明眼图张开度越高，信号质量越好。通过扫描判决点延时和判决电平的高低，可以得到一个近似的接收端眼高和眼宽，如上图20中的蓝色轮廓表示。
图 21
在sampling point setup窗口还可以看到一个均衡器设置按钮，这个功能就是自动优化均衡器参数。启用自动优化均衡以后，误码仪会重新扫描当前接收端所看到的信号，并计算出最优的均衡值，使误码仪判决电路所看到的信号眼图张开度达到最大。通过这个功能，用户可以快速的对环回通道信号进行补偿，并确认接收端信号质量。
以上所介绍的去加重和均衡功能只是M8040A多种内置功能的一个例子。实际上M8040A误码仪还集成了许多信号调节和分析功能，可以帮助NRZ和PAM4的发射机接收机测量，以及各种高速总线的应用测试。是德科技将不断在测试方案领域进行创新，帮助用户在下一代高速通信产品的研发和设计上取得成功。
在IEEE802.3规范中，针对数据中心和云计算等应用，规范规定了一系列高速接口标准。从较早的10G、40G以太网规范，到现在的100G以及正在制订中的400G以太网规范中，都要求一项重要的测试项目：接收机的压力容限。
在光通信收发设备和链路测试中，常见的测试参数包括：眼图测试、误码率测试、灵敏度测试等。
在光通信速率较低时，光接收机对链路误码的影响还不明显，通常只需要检测发射机眼图合格，接收功率正常而不是过低即可保证链路正常工作。
随着通信速率的提升，设计人员会遇到不同接收机的性能差异越来越大，而单纯的灵敏度指标已经无法保证光接收机可互换适配使用。
为了对接收机一致性进行衡量，IEEE规范提出了接收机压力容限一致性的要求。
含义和测试原理
压力容限测试的含义是测试接收机在恶劣的输入信号情况下，是否能够正常工作。具体的测试原理是使用测试仪表产生一个劣化的光眼图信号，称为压力眼信号。压力眼信号的参数有明确规定，例如VECP，J2，J9等。在不同的规范中压力眼的具体指标会有不同。通过校准后的压力眼会输入被测接收机，在这种情况下对接收机灵敏度和抖动容限进行测试。
压力眼测试与灵敏度测试的区别
与常用的灵敏度测试不同，压力眼测试使用了精确添加抖动和噪声等干扰的发射信号，来模拟实际通信链路中接收机所收到的信号失真。在灵敏度测试中一般只使用干净的发射信号，这时得到的灵敏度会更高，也不包含接收机对信号失真的响应变化。压力眼测试更能说明接收机在最差工作条件下的性能，也更贴近实际工作场景。然而压力眼一致性测试比灵敏度测试的搭建难度更高，测试速度慢，是之前压力眼测试的实际数量远少于灵敏度测试的原因。
测试方案与仪器
随着测试技术发展以及光通信速率的提升，压力眼测试的重要性和必要性也在不断提升，业界也越来越关注压力眼测试这项指标。
是德科技400G压力眼测试方案主要用到的仪表与100G压力眼系统相同，包含M8040A误码仪，81491A参考发射机，可调激光源和光衰减器，以及N1092系列采样示波器。
不同的是由于400G压力眼需要产生高频的正弦干扰和高斯噪声，因此需要使用M8195A/M8196A系列任意波形发生器来作为干扰源。双通道的任意波形发生器产生两种干扰信号后，通过功分器与定向耦合器将干扰注入到PAM4电信号上，再进一步通过参考发射机调制到PAM4光信号上。通过400G压力眼自动测试软件N497BSCA的控制，系统中的仪表协同完成自动的压力眼校准及测试流程。
FEC“前向纠错”的应用
FEC被称作“前向纠错” ，它被广泛应用于通信系统中的编码技术以保证数据的准确性，它的基本思路是在发送端，把要发送的信息重新编码，加入一定的冗余校验信息，组成长度较长的codeword，待到达接收端之后，如果错误在可纠范围之内，通过解码检查后纠正错误，从而降低误码率，提高通信系统的可靠性。在光通信系统中，通过FEC的处理，可以以很小的冗余开销，有效降低系统的误码率，延长传输距离，实现降低系统成本的目的。
是德科技的测试解决方案
是德科技在2019年9月5号正式宣布推出业界首款N4891A 400GBASE FEC交互接收机测试解决方案，这将促使业界能够加速数据中心下一代400G设备的部署。N4891A提供更详细的分析以了解组件和系统如何受前向纠错(FEC)的影响，并进行测试真实操作下的系统裕量。它还能够测得在电或光接口处的帧丢失率(FLR)， IEEE规范对此有要求以确保400GBASE 设备之间的互操作性。
N4891A由M8040A高性能PAM4误码仪和A400GE-QDD分析仪组成，测试时在400G以太网链路中通过M8040A提供一个加压的通道，同时利用A400GE-QDD在其他链路通道中依然保持传输FEC strip测试码型数据。该方案提供了独特的视角，深入洞察组件和系统设计如何受到前向纠错 (FEC) 需求的影响，并能够预测真实条件下的系统裕量。
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