集成运算放大器的参数有很多，但涉及到实际应用环境的不同，一些参数非常重要，另外一些则相对次要。例如，在交流高频领域，会重视带宽和压摆率，而在直流精密场合，则重视输入失调电压、输入偏置电流。还有一些参数，不管直流还是交流，都会重点关注，如开环增益、共模抑制比、电源抑制比等。
但是稳定性设计提及的频率非常低，可能大部分设计人员认为正反馈才振荡，负反馈运放电路不稳定是一个小概率的事情。特别是在直流精密领域，仿佛从来没有稳定性这么一个说法，大家就把它放在教科书里面而已。但是稳定性不发生问题则以，一旦发生问题，则是较难处理的问题。精度不好，可以用软件校验的方式校准，线性度不好可以采用多段线方式来标定。但是一旦硬件振荡，可能不是细微改动运放附近电路的参数就能解决，大部分情况下面临着改PCB板的风险，改PCB板意味着设计定型的时间延迟，这对产品生产、上市的压力可想而知。
因此，对于模拟量采集系统，不管运放是作为ADC的前级信号整理，还是作为DAC的后级输出，在原理图设计定型之前，花一定的时间来评估稳定性，还是很有必要。其实完成运放的稳定性设计也并不复杂，通常通过理论分析、仿真评估、测试验证这三个步骤就可完成。下面将通过一个实际设计案例，依次叙述这三个步骤的内容。
运放的增益可用波特图来表示，波特图就是增益与频率的关系。波特图上有零点、极点，零点和极点对运放电路增益的幅度和相位造成影响。
设增益幅度在运放的带宽内为A（dB），在极点P1处有3dB的衰减，并且自极点以后以-20dB/10倍频的斜率线性衰减。对于相频特性，在极点P1处有-45°的相移，并且从极点频率的1/10到极点频率的10倍处，有-45°/10倍频的相移，最大会达到-90°的相移。
零点的影响与极点相反。设增益幅度在运放的带宽内为A（dB），那么在零点Z1处有3dB的增加，并且自零点以后以20dB/10倍频的斜率线性增加。对于相频特性，在零点Z1处有45°的相移，并且从零点频率的1/10到零点频率的10倍处，有45°/10倍频的相移，最大会达到90°的相移。
所谓负反馈，是指把放大器的电压或者电流输出量通过一定的方式，反送到输入端，且反馈信号使净输入信号减弱的过程。运放负反馈电路有这么一个关系式：
式中，ACL为闭环增益，AOL为开环增益，F为反馈系数。如果1+AOL*F=0， 那么代表闭环增益无限大，这种情况下，小的输入信号将被无限放大而振荡。
1+AOL*F=0也意味着AOL*F = -1，其数学意义为开环增益AOL与反馈系数F的乘积的绝对值为1，但它们的相位相差180°。
如果放入对数轴上， AOL*F=-1就是AOL对数曲线与1/F对数曲线交叉时，相位差达到180°。
由于一个极点意味着-45°的相移，在其10倍频处变成-90°相移，那么两个极点最大就意味着-180°的相移。如图2两极点P1，P2所示，当AOL曲线与1/F曲线在第二个极点P2后相交，则可能在交点处甚至还没到达交点之前，相移已经达到-180°而进入振荡区。
要使运放负反馈电路稳定，应当保证AOL与1/F相交时，相移不会达到180°，甚至不超过135°。一个直观化的理解，可以认为是规划AOL曲线与1/F曲线的零、极点，使之以小于40dB/10倍频的速度相交。
下面是一个由0~10V电压转0~20mA电流的单运放解决方案。这个电路的传输公式很经典，理想情况下，Io = Vin*（R2/（R1*R5）），Io与Vin成线性关系，能够很好地实现电压电流转换，且另一好处是成本能做到很低廉。但仔细观察，其输出反馈接到反相端的同时，也反馈到正相端，运放输出端接470Ω后到三极管的基极，意味着又接了一个大阻抗器件然后才到负载端，并且负载端容性负载也较大，这就需要好好思考稳定性问题了。因为任何运算放大器，其开环增益AOL本身自带一个极点P1，所以分析稳定性，关键要分析电路有没有第二个极点P2，以及第二个极点P2的频率位置，第二个极点越靠前，发生在低频处，则越容易振荡。
上图右图中，把Q1用等效模型替代后，可以很清楚地看到，电路是有第二个极点的，极点的位置如下。
从稳定性而言，本电路要解决两个问题，一为初步确定第二极点P2的位置，从上述公式可以看到，因为Rbe是三极管β、Vbe（on）的函数，也是Io的函数，β和Vbe（on）可以通过三极管的数据手册查到，但是两个参数都不是唯一，这种情况下可以考虑最严酷的情况，即三极管β、Vbe（on）取最大值，而Io取最小值，这样Rbe应当远大于RL，P2基本由RL与CL决定。0~20mA输出阻性负载一般不会大于1KΩ，就以最大值1KΩ计算，那么得到这个电路最靠近低频的P2大致为1/（2*π*RL*CL） = 3.4Khz。
第二个问题是消除第二个极点带来相移-180°的影响。根据AOL波特图曲线与1/F波特图曲线关系的不同，有多种相适应的方法进行稳定性设计，如在AOL第二个极点之后产生一个零点，或者使1/F在远小于AOL第二个极点频率处产生一个零点，抬高1/F，然后再产生一个极点，使之与AOL在-20dB/10倍频的斜率处相交，等等。这里因为已知P2很小，推荐使用在1/F曲线上直接产生一个极点，使其与AOL曲线相交时，差值为-40dB/10-（-20dB/10），这样仍然是-20dB/10倍频的速度。先算出1/F的表达式，如下：
1/F的极点原则上在AOL的极点P2到10倍的P2之间，因为R4=100KΩ，AOL的极点P2为3.4Khz，这样算出来C1的范围大致在47pF~470pF之间。
很多的电子电路，其实并不严格需要仿真来模拟，因为理论计算或者经验已经把性能摸得很透。但是振荡的特性是不确定的，就如稳定的状态只有一种，但是不稳定的状态可能有千万种。仿真模拟就是解决这种不确定性的有效方法，同时，在稳定性分析方面，仿真模拟还有以下优势。
经过理论分析，设计者应当有一种猜想，就是大概到什么频段，如果没有导入稳定性设计，则系统会振荡。仿真模拟通过反推的方式来证明理论分析的正确性。
如本电压转电流的电路，如果第二极点频率为3.4Khz，则从3.4Khz 到34Khz及以上，相移会逐步增大直到-180°，引起振荡。
而实际上，在一定条件下本电路确实在低于34Khz时就有振荡产生。
理论分析中，虽然采用模型化、参数化的方式解释了一些普遍的道理，但实际真的就与理论严丝合缝吗，恐怕不见得。理论分析中，为了简化起见，常常先抓主要模型，主要参数，有一些参数因此被忽略。如本例中，运算放大器AOL和反馈系数倒数1/F的实际曲线放在了次要位置，而三极管的β、Vbe（on）参数也简化而被忽略。
而最终，我们总要从种类繁多的运放和三极管中选出一个型号来为产品所用，去研究数据手册诚然不错，但抱歉的是，这些参数对稳定性分析到底会带来多大误差，还是未知数。仿真就是在这些产品中加了一把筛子，只有不被稳定性指标漏下去的才是可选项。
提出仿真评估的必要性，另一目的是为理论难以分析或者过于复杂的地方做必要的补充。运放稳定性的仿真与一般信号传输的仿真还是有些不同，它不能仅是把SPICE模型调出来而已，而应当要考虑到一些PCB板级的因素，比如要考虑分布参数的影响。运放输入输出引脚上的分布阻抗、分布电容可能会产生额外的零、极点，电缆长度的不同，造成附加负载电容的变化，也会影响第二极点的位置。
实例中，经过仿真，在考虑运放引脚分布电容直到20pF，输出负载电容增加到1uF，运放选用LM224，三极管选用2SC3613，在C1=100pF的情况下，系统能够稳定的工作。
实际的产品，还包含了元器件质量因素、不同厂家因素、生产因素、与其他产品接口等各环节，通过实测来盖棺定论，这对任何参数都是公平的。实测的另外一个优势是可以采取多种组合测试，加严测试条件。如本例中除了在常温下测试，还可以在高、低温下，加大容性负载条件下，在满负载或者用户端短路的情况下测量是否还有振荡的情况发生，而验证设计裕量的充足性。值得注意的是，涉及到稳定性，即使是直流模拟量领域，测试工具也不仅限于万用表，而更应当用示波器去看看信号的实际波形。
振荡的消除与否，应当总能够通过某项或某几项指标表现出来，而对使用者提供更差或者更好的性能。直流精密领域，用户通常会对精度、线性度等性能指标非常较真，而供应商提供产品时，其大都基于大量的测试数据和结合理论计算，一个产品才能把他的参数指标公布与众。如下表实测数据所示，进行稳定性设计之前和之后，能使模拟量精度、线性度的指标提高4~5倍。
已经知道，即使在负反馈电路中，当AOL*F = -1时，电路也会不稳定，这是因理论而获得的。如果现实世界中，AOL*F 永远不等于 -1，则根本不需要稳定性分析。
问题是，我们的现实环境不是如此。首先，运放AOL波特图本身表现为一阶低通滤波器的特性，并且由于运放输出阻抗的存在，而负载又有容性，或者系统总是存在分布电容，导致AOL有附加的第二个极点。而我们的输入信号永远存在着噪声和干扰，不管是直流还是交流应用，这些干扰都在需要的的信号上叠加。当噪声和干扰频率高于AOL的第二个极点时，意味着相移能达到-180°，意味着AOL*F有可能等于-1，这样不稳定就产生了。
本文依据一个实际电路，提出理论分析、仿真评估相互印证而又相互补充的方法来进行稳定性设计，最后用测试手段来完成验证的一种思路。这种思路提醒设计者对稳定性保持敏感，使设计提前导入稳定性的预防措施，有效管控设计风险，提供产品更佳的性能。
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