基于传统UC3842的峰值电流模式电源变换器，当电流检测电阻的电压达到内部设定的1V，脉宽调制器就立刻关断主开关管的驱动信号，形成逐个脉冲限流功能（Cycle by Cycle Current Limit），限制系统的最大的输出电流，提高系统的可靠性，这也是峰值电流控制固有的特性。
图1 UC3842内部功能结构图
主开关管开通瞬间，开关电流信号前沿会形成尖峰电流，这样电流检测电阻的电压信号前沿也会产生一个尖峰，导致主开关管误触发而关断。为了滤除电流检测电阻的电压信号前沿尖峰，电流检测信号使用RC滤波或前沿消隐时间（Leading Edge Blanking LEB），时间约为200-300ns。主开关管开通后，在这段时间内，系统对检测电流信号不做响应，过了这一段时间，系统才处理电流检测信号，这样就可以防止主开关管误触发而关断。
图2 电流检测信号RC滤波
参考文章（点击查看）：
由于电流检测信号RC滤波器延时或前沿消隐时间的存在，在一些应用情况中，逐个脉冲限流功能并不能提供可靠的过流保护。例如，使用传统控制器组成BUCK变换器，当输出短路时，开关电流的上升斜率（电感激磁）变得非常大，电感电流的下降斜率（去磁电流）变得非常小，每个开关周期结束时电感电流值，也就是下一个开关周期电感电流的起始值变得越来越大，这样电感电流会越来越大，如图3所示。
输出短路电压非常低，占空比逐渐达到最小值，也就是控制芯片RC滤波器或前沿消隐时间决定的最小导通时间200-300ns，每个开关周期，控制器都必须让开关管导通这一段最小的时间（200-300ns），然后才将检测电流信号和最大电流参考电压进行比较，例如：UC3842为1V，如果检测电流信号大于1V，系统就关断开关管。
图3 电感电流逐渐饱和
输出短路时，VO非常小，系统依然在工作， 主开关管导通时：
在一个开关周期的最小导通时间内，如果电感起始电流非常大，电感电流在大的di/dt激磁下，电感电流随时间继续增加，电感就有可能进入饱和；电感饱和后，L变得非常小，di/dt急剧增大，即使是主开关关导通时间非常短，小于200-300ns，电感电流也会急剧增加，导致电感电流走飞。
但是，在这个最小导通时间内，电流检测信号是不起作用的；只有当过了这一段最小导通时间后，电流检测信号才起作用。而此时，主开关管早已经在极大短路电流冲击下发生了损坏，因此，逐个脉冲限流功能无法提供有效的保护功能。通俗说法，就是电感电流会一点一点拱上去，导致其饱和。
为了可靠的保护系统，对于内部没有过流保护功能的芯片，如UC3842，可以外加保护电路，如果电流远大于正常工作的电流，外加保护电路发生动作，停止系统开关工作。
外加保护电路让系统停止开关工作，有以下几种方法：
（1）外加保护电路拉低芯片的供电管脚VCC。
（2）外加保护电路拉低芯片的Comp管脚。
（3）外加保护电路拉低芯片的使能管脚EN。
当系统短路过流状态去除后，保护电路不再起作用，系统可以继续工作。如果希望短路过流发生后，系统一直不工作，可以使用一组NPN和PNP三极管对管组成锁存Latch电路，如图4所示。
图4 保护锁存电路
Vs为过流检测信号，当Vs信号为高电平时，S2导通，将Comp管脚拉低，同时S1也导通，并维持S2导通，即使此后短路过流状态消除，Vs信号被去除，保护电路的状态并不改变，系统依然不工作。除非重新上电，系统重新起动后，才能工作。
基于UC3842的反激变换器，输出短路时，变压器电流并没有饱和，其原因在于：芯片UC3842的供电管脚VCC使用辅助绕组供电，输出短路时，输出绕组电压非常低，自然拉低辅助绕组的耦合电压，也就拉低UC3842供电管脚VCC电压，VCC电压低于芯片UVLO时，芯片就停止工作，实际上就是使用上面的第一种方法。
在反激变换器中，有时候为了让芯片提供更快短路保护，可以在辅助绕组整流二极管输出端加一个电阻，消耗变压器辅助绕组的漏感提供的能量，保证管脚VCC的并联电容快速放电。
现在电源变换器芯片内部都集成了过流保护功能，保护方法各不相同，后面的文章继续介绍。
