讲清车载毫米波雷达基本概念

首先给大家介绍车载毫米波雷达基本概念。重点从通俗易懂的角度向大家介绍毫米波雷达基本原理、最大探测距离和距离分辨率、最大测速范围和速度分辨率、最大测角范围和角度分辨率。

1 毫米波雷达原理

毫米波雷达利用发射信号和接收信号之间的频率差来进行测距、测速，利用天线阵元之间的相 位差来进行测角。毫米波雷达系统框图如下图所示：

（1）毫米波雷达首先通过信号发生器（图中LO Gen.）产生我们所需要的雷达信号波形，如现在常用的快速锯齿波或者叫线性调频连续波（FMCW），这时被产生的信号还是基带信号，不能够直接发射出去，还需要多级变频调制处理，将产生的雷达波形信号调制到76GHz~77GHz之间，经过放大器（PA）放大之后，再经发射天线（TX）辐射到空间中去。目前77GHz常用的FMCW波形示意图如下图所示：

实际雷达工作波形并没有图2这么理想，真正的雷达工作波形将在后面贴上。毫米波雷达在一个工作周期内或者一帧内（简称一个Frame）发射一连串的FMCW信号，一个FMCW就是一个Chirp。如图2所示，一个Frame由N个Chirp组成。

（2）由发射天线辐射的雷达信号照射到空间目标之后，再反射到雷达处，被接收天线（RX）接收，经过低噪声放大（LNA）之后，与参考信号（即雷达发射信号）进行混频，得到复基带信号（I路信号和Q路信号）。经低通滤波之后，通过ADC采样得到离散的复基带信号。车载雷达RF模块与军用雷达由3大不同，首先，车载雷达RF模块现在高度集成化的，集成在一个RF芯片上，而军用雷达的RF是由多个分离式的单元组成；其次，车载雷达为了降低成本，采用的是模拟混频和模拟低通滤波，直接得到基带信号，而军用雷达是采用数字混频和数字带通滤波，得到的是带有一定载频的中频信号，然后采用高速ADC进行采样得到数字中频信号；第三，在混频部分，目前除TI采用I/Q正交混频外,英飞凌和NXP为了降成本，采用的是I单路混频，如图3所示。军用雷达目前普遍采用I/Q正交混频。所以英飞凌和NXP这两家的基带信号强度要比TI的低3dB，但是省掉Q路的混频硬件模块和对应的ADC。

发射信号和接收信号的混频如下图所示：

从图4可见，对单个目标而言，混频后得到的基带信号是一个频率固定的近似正弦信号。当存在多个目标情况下，基带信号将是多个不同频率的正弦信号的叠加。

(3) ADC采样后的数字信号在DSP中完成相应的信号处理。雷达信号处理流程如图5所示：

信号处理的具体步骤包括：

1）2D-FFT：首先对每个RX通道的每个Frame内的数据进行2D-FFT处理（R-D处理），得到每个通道的距离-多普勒谱。这个2D-FFT谱是一个复数结果，不能直接进行目标位置和速度信息的提取。因此，我们要进行非相干积累处理。

2）非相干积累：即对每个通道对应的2D-FFT结果取模平方值，然后所有通道的2D-FFT取模平方结果的对应位置求和后平均，得到一张合成后的R-D谱。这就完成了非相干积累处理。合成的R-D谱上的每一个峰值代表一个可能的目标或干扰。非相干积累的目标有2个：首先，是提高信噪比，提高检测精度；其次，平滑噪声，降低CFAR阶段的误检率。

3）CFAR检测：根据非相干积累结果进行恒虚警检测，得到这一帧内所有可能的目标。所有被检测出来的目标并不一定都是真实目标，有可能是很强的杂波干扰。被检测出来的干扰目标可以在目标跟踪阶段进行滤除。根据CFAR检测的可能目标在R-D谱上的对应位置，可以计算出目标的距离和速度信息。

4）角度估计：CFAR完成后虽然得到了每个可能目标的位置和速度信息，但是还没有得到目标的角度信息。为得到每个目标的角度信息，需要利用每个目标在所有接收通道上的对应R-D谱位置上的数据，通过DBF或者空间谱估计方法尽心角度估计，进而得到目标角度信息。

上述步骤完成了对每个目标的距离、速度和角度信息的计算，利用这些信息可以进行聚类和跟踪等处理，进一步得到目标的轨迹信息以及尺寸和类型信息。

接下来为大家介绍一些雷达威力范围和性能指标的计算和评估方法。

2 雷达威力范围和性能指标

1）雷达最大探测距离

雷达工作参数决定了雷达最大探测距离，有两种方法可以分析和计算雷达最大探测距离：基于雷达方程的方法和基于雷达调频斜率的方法。首先我们介绍基于雷达方程的最大探测距离估计方法。

假定雷达通过天线往球面空间均匀辐射能量，发射天线功率为 Pt，发射天线增益为 Gt ，那么距离处雷达辐射的功率密度为：

pt=(PtGt)/(4πR²)

在距离 R 处，雷达辐射的部分能量被目标截获，假定目标散射截面积（RCS）为σ，那么被目标截获的功率为

Pσ=σ*pt=(PtGtσ)/(4πR²)

这部分能量又辐射到空间任意方向上去，重新辐射到雷达天线处的功率密度为：

Pr=Pσ/(4πR²)=((PtGtσ)/(4πR²))*(1/4πR²)

此时，有部分能量被雷达接收天线接收，假定雷达接收天线的接受面积为 Ae，那么雷达天线接收的信号功率为：

Pr=Ae*pr=((PtGtσ)/(4πR²))*(Ae/4πR²)

假定雷达接收机灵敏度（最小可检测信号）为 Smin，那么当 Pr=Smin 时，对应的雷达探测距离R就是雷达的最大可探测距离：

Smin=Pr=((PtGtσ)/(4πR²))*(Ae/4πR²)

即

从上面推导可见，最大探测距离不仅与发射功率和发射天线增益有关，还与目标 RCS和接收机灵敏度有关。目标RCS是个很玄的东西，到现在业内都没人说清RCS是怎么回事，它的机理是什么。因为RCS因素的影响，显著增大了雷达最大探测距离评估的复杂度。因此，不确定因素太多，基于雷达方程来进行最大探测距离评估和计算不是最好的方法。

另一种最大探测距离计算方法比较简单，只与调频斜率和雷达RF的中频带宽。由于RF芯片由中频带宽限制，所以雷达发射和接收信号在混频后，RF芯片接收通道最大可接收的差频信号频率不超过中频带宽的最大值，所以车载雷达最大可探测距离可以表示为：

其中

为 IFmax RF芯片的最大中频带宽；

S为FMCW调制斜率；

c是光速。

因此，在车载雷达系统方案设计时，最大可探测距离可以用第二种方法来计算。

2）雷达距离分辨率

距离分辨率的概念是:在角度和速度相同的条件下，能够将两个目标区分开来的最小距离间隔。FMCW雷达信号处理中，通常用2D-FFT来进行距离-多普勒处理。所以我们从离散傅里叶变换角度推导距离分辨率如何计算。假定距离维处理时，每个Chirp的有效采样长度为Ta。那么进行傅里叶变换后，对应的频率分辨率为1/Ta 。因此，在距离维上可以区分两个目标的条件是，它们的频率间隔 △f 必须大于1/Ta ，即

又因为频率间隔△f与对应的距离间隔△d之间的关系为

由此可得

其中 B=S x Ta为有效带宽。

所以距离分辨率为

再次强调的是，B是有效带宽，即距离维上你实际采样点数所占时间长度所对应的调制带宽。不是你雷达工作时的整个雷达波形扫频带宽，因为在实际采样过程中，往往对每个Chirp周期内的数据掐头去尾，丢掉质量不好的起始端和末尾段数据，有效带宽往往小于雷达工作时的扫频带宽，如下图所示。

3）最大不模糊速度

不模糊测速范围表示雷达的最大测速能力。假定雷达发射两个Chirp的FMCW信号，Tc为Chirp周期，如下图所示。

假定空间中只有一个目标，目标运动速度为,那么红色Chirp和蓝色Chirp之间因为速度引起的距离徙动为 2vTc ，之所以不是vTc，是因为雷达信号往返有双程差。因此，两个Chirp因为速度引起的相位差为

由此可得

通常△φ的绝对值小于π，因此，最大不模糊速度为

所以当Chirp周期为Tc时，雷达测速范围为 -vmax < v < vmax 。

4）速度分辨率

与距离分辨率相类似，速度分辨率表征区分两个不同速度目标的能力。因为求解目标目标速度时，是在慢时间维上进行FFT处理，FFT点数为一个Frame内的Chirp数目。假定一个Frame内的Chirp数为N，则速度分辨率为

5）最大测角范围与角度分辨率

毫米波雷达的最大测角范围与雷达阵列的阵元间距有关。接收阵元接收空间反射回来的信号，相当于在空间维上进行空间采样。雷达天线阵列如下图所示：

假定雷达接收天线阵元间距为L，在角度处有一个目标。那么对于该目标θ，相邻两个接收阵元之间的相位差为

其中△d=L*sin(θ) ，那么 

由此推导得到

因此，当阵元间距等于半波长，即 L=λ/2时，对应的最大不模糊测角范围为 -π/2~+π/2 。

类似的，假定雷达接收阵元数目为  ，那么角度分辨率为

其中,D为接收阵列天线孔径。

申明：已获作者转载许可。

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