用数据看TO-247封装单管开尔文管脚的重要性

仔细读上图可以发现，最新的系列中，IGBT的关断能量降低非常明显。这是通过减少关断期间电流的下降时间来实现的，从而几乎可以完全消除了尾部电流。

另一方面，开通能量实际上没有明显减小。主要原因之一是，IGBT的开通在很大程度上取决于对应的续流二极管和其反向恢复电荷量。实际上，当二极管与更快的IGBT结合在一起时，恢复电荷量往往会增加，从而增加了开关的开通损耗。

为了大大减少开通损耗，英飞凌为TRENCHSTOP™ 5系列的器件引入了TO-247 4pin封装。这种封装多了一个额外的发射极引脚，称为开尔文发射极，专门用于驱动回路。通过开尔文发射极管脚配置，即使仍然使用相同的续流二极管，开关速度可以进一步提高，IGBT和二极管的损耗都会减少。因此采用TO-247 4pin增加了整个系统的效率，从而降低IGBT器件工作结温。

在标准的通孔封装中，例如TO-220或TO-247，每个引线管脚都有寄生电感。特别是来自发射极引脚的电感，它是功率和控制回路的共同部分。

如下图所示，功率环路还包括来自集电极引脚的寄生电感，以及连接开关器件和直流电容的PCB走线中的电感。栅极回路包括来自栅极引脚，和连接栅极和发射极焊盘与栅极电阻和栅极驱动器的PCB走线的电感。

在开通和关断过程中，发射极引线电感对有效栅极到发射极电压的影响可分别量化为：

由公式（1）和（2）可以推断出，有效栅极到发射极的电压在开通和关断的瞬时条件下都会被削弱。

在接通和关断的瞬时，有效栅极到发射极的电压被衰减。由于这种衰减，换向时间被延长，导致了更高的开关损耗。

新推出的TO-247 4pin封装有一个额外的管脚连接到IGBT的发射极，在图中标为E2。该管脚用于连接栅极驱动器，也被称为开尔文发射极，这个引脚不受来自功率回路的电压衰减影响，来自IGBT集电极的电流完全由功率发射器引线E1传导。

TO-247 4pin封装的另一个特点是引脚输出排布，它与标准的TO-247-3不同，这样做是为了保持高压引脚之间的爬电距离。此外，连接到功率回路的引脚C和E1被并排放置，控制回路E2和G的引脚也是相邻。

在英飞凌的IGBT命名法中，该封装将在第三个位置用字母"Z"来标识。

4pin封装由于没有来自功率发射极的栅极电压的衰减，IGBT的开关会比标准的TO-247封装更快，具体数据可以做如下的研究。

为了量化开尔文发射极对开通的好处，IGBT IKZ50N65EH5被用作被测器件（DUT）。它是一个来自TRENCHSTOP™ 5系列的50A额定电流的IGBT，采用TO-247 4pin封装。

在第一组测试中，发射极针脚E2没有被连接。栅极驱动器的输出已被连接到引脚G和E1。这模拟了标准的TO-247封装，在图5中被称为3引脚配置。在第二组中，引脚E1和E2分别连接，这种配置在图5中被称为4引脚。

图5中显示了两种配置之间的开通损耗比较

市场上有一个具有相同额定电流的标准TO-247的部件被列为参考。通过在额定电流50A下开关，开尔文发射极配置的好处是开通损耗降低了23%，IKZ50N65EH5显示出比同类对照产品低14%的开通损耗。

IGBT在TO-247 4pin的关断速度也变得更快。因此，电流变化率dIC/dt会增加，在环路寄生电感没有得到改善的情况下，这将导致更高的过电压峰值。由于其非常短的上升时间，TRENCHSTOP™ 5 IGBT很可能在关断期间出现过电压峰值。这种影响随着寄生电感Lloop的增加而增加，根据：

在实际设计中应认真考虑这种影响，在有些应用，如SMPS和UPS，需要在额定击穿电压的基础上保留20%的安全余量。

图6显示了封装对IKZ50N65H5的关断的影响，其中换向电压和电流分别为400V和100A。结温度为Tj=25℃。在图6的左侧，IGBT器件在3PIN配置中进行了切换。集电极电流的最大变化率为1.5A/ns，导致530V的过电压峰值。

在图6的右边，同样的器件现在以4pin的配置进行开关。换向速度速度增加到2A/ns，导致更低的损耗。然而，过电压峰值达到了570V，这个值远远超过了IGBT击穿电压的20%的余量。

图6.IKZ50N65EH5在(a)3pin和(b)4pin配置下的关断期间的波形图

为了避免如此高的过电压，必须减少环路寄生电感。这可以通过优化PCB的走线和元件的位置来实现。另外，也可以增加栅极电阻RG.OFF，从而使开关速度变慢，dIC/dt变低。图7显示了不同栅极电阻和集电极电流下IKZ50N65EH5关断时的过冲电压。

图7：电压尖峰与电流和栅极电阻关系

由于增加了RG.OFF，关断损耗将增加，TO-247 4pin的好处将在关断时被部分抵消，如图8所示。

图8：TO-247 4pin的优势在关断时将被部分抵消，但仍然比对照的器件低很多

根据50A TRENCHSTOP™ 5 H5 IGBT的芯片特性，开尔文发射极配置可能只在超过IGBT的标称电流值时，关断损耗的降低的优势才发挥出来。

图9(a)中显示了所测试的三个器件的总开关损耗。开尔文发射器配置的优势在大电流时更大。

开尔文发射极配置的优势在大电流下，这时电流变化率最高。因而，在3pin封装中，引线电感将使栅极电压衰减最大。因此，在电流高于IGBT的额定电流的应用中，开关损耗的减少可以高于20%。

图9(a) IKZ50N65EH5在3pin和4pin配置下的总开关能量

图9(b)4pin配置的开关能量减少的绝对值和相对值

不间断电源设计器件电流利用率高，开关损耗的减少可以超过20%。对于电流通常是IGBT额定电流一半左右的应用，例如光伏逆变器或开关电源（SMPS），其好处略低，但仍然存在，开关损耗能降低15%。

关于栅极驱动器的一些建议是：

考虑到以上几点，最近推出的EiceDRIVER™ Compact是一个很好的配套驱动IC电路。

驱动器和TO-247 4pin封装的IGBT之间的典型连接

当TO-247 4pin封装的器件并联时，器件之间存在另一条环路电流的路径。这条路径是通过器件连接的开尔文发射极，如图12（a）所示。由于该路径的低阻抗，发射极电压VLe的微小差异就会产生极高的环路电流，尤其并联的IGBT开关时间差异大时，造成不同的dIC/dt，这就会发生大的瞬态大环路电流。

为了限制环路电流，图12（b）给出并联电路的设计建议

栅极电阻现在被分割为RG和RE。这样，额外的路径具有较高的电阻，将潜在的危险电流限制在低于临界值。

图12(a) 三个IGBT的并联连接和通过开尔文发射极的环路电流

图12(b) 重新配置电路，分割栅极电阻

从驱动器往外看，看到的总电阻将是RG和RE的总和，作为一个经验法则，RE/RG的比例在1/5和1/10之间。为了达到适当的限流效果，RE的选择不应低于0.5Ω。

TRENCHSTOP™ 5 IGBT，采用开尔文发射极设计的TO-247 4pin封装与标准的TO-247封装相比，在标称电流下降低了20%的开关损耗。