键合类陶瓷外壳结构对高频信号传输性能的影响

构建 CLGA 类外壳结构模型，将完整通路分解为键合指、微带传输线、过孔和返回路径平面 4 个关键结构。

图 2 键合丝模型的等效电路

由键合丝和键合指结构可知，两者之间的寄生电容大小有限，为了保证良好的阻抗匹配，需要在键合指两端增加并联电容。在陶瓷外壳中，可采用阻抗变换的方法来实现增加并 联电容。

由增加的负载端看向的输入阻抗 (Z in ) 可表示为 

式中: Z L 为负载的特征阻抗; Z 0 为传输线的特征阻抗; α 为从增加负载端看向负载的信号传输距离的相位差，，其中 d 为阻抗为 Z L 的负载的长度，λ 为工作波长。式 ( 1) 变换后可得

当时，tan α＞0。所以，当 Z L ＜Z 0 时，式 (2)等效为 Z in =Ｒ+jX，X＜0，电抗部分为容性; 反之，电抗部分为感性。因此，在陶瓷外壳中可以串联低阻抗传输线来等效为增加并联电容。

在串联低阻抗传输线后的模型如图 3 所示，其等效电路如图 4 所示。

模型中传输线宽度为 0. 18 mm，介质为，将传输线匹配至 50 Ω。改变低阻抗传输线的宽度，在 0～20 GHz 的频带内对不同宽度的传输线进行仿真，宽度改变范围为 0. 36～0. 48 mm，得到 S 参数仿真结果如图 5 所示，图中 S 11 为回波损耗，S 21 为插入损耗。

图 5 键合丝结构 S 参数仿真结果

由图 5 可知，当低阻抗传输线宽度从 0. 36 mm 变化至 0. 42 mm 时，容抗接近感抗，S 参数逐渐变好，进而传输性能逐渐变好; 当从 0. 42 mm 变化至 0. 48 mm 时，容抗大于感抗，S 参数逐渐变差，进而传输性能逐渐变差。这证明了串联低阻抗传输线对整体键合结构的传输性能有显著的影响。

选用微带传输线进行建模仿真来分析其宽度对高频信号传输性能的影响。在传输高频信号时，微带传输线中除了存在准 TEM 模，还存在波导模和表面波模。

因为微带传输线有一定厚度，根据边缘效应，相当于微带传输线的有效宽度增加了，微带传输线增加的线宽 (ΔW) 可表示为

式中 h 为介质厚度，单位 mm。

波导模的截止波长为

式中: W 为微带线的宽度; ε r 为介质的介电常数。由式 (3) 和式 (4) 可得

表面波模的截止波长 为

根据式 (5) 和式 (6) 可知微带线的单模工作条件为

式中为准 TEM 模。根据式 (7) 可知，减小微带传输线的线宽可减少波导模的传输，进而使微带传输线的高频信号传输性能得到改善。

构建如图 6 所示的微带传输线模型，介质为，为保证 50 Ω 的阻抗匹配，将微带传输线的介质厚度分别设置为 0. 1、0. 15 和 0. 25 mm，对应的线宽分别为 0. 086、0. 13 和 0. 23 mm。

在 0～20 GHz 频带范围内对微带传输线进行仿真，S 参数仿真结果如图 7 所示。

由图 7 可知，0. 086 mm 宽度的微带传输线更有利于传输高频信号，但由于趋肤效应和导体损耗，更细的微带传输线损耗也就更多。

过孔的结构及其周围环境决定寄生电容和电感，这些会影响信号感受到的阻抗 。接地过孔连接陶瓷外壳内部各层大面积金属化构成平面，当平面与平面之间电位不相等时会形成谐振腔，在某些频点出现阻抗极大值，从而恶化高频信号传输性能。因此，让信号过孔周围存在的接地过孔连接更多电位相同的平面可改善信号传输性能。构建如图 8 所示的不同长度的过孔模型，介质为。

在 0～40 GHz 频带范围内对不同长度接地过孔进行仿真，结果如图 9 所示。红色线为增加接地过孔长度之后的结果，从图 9 可看出，连接两个返回平面后谐振消失，信号传输性能得到极大的改善。

过孔半径是影响过孔阻抗的另一个重要因素。假设过孔的高度为H ，则其信号传输延时(T td ) 为

式中 c 为光速。同时，根据传输线的等效电路模型可得 T td 为

式中: L 为传输线的总串联电感; C 为传输线的总并联电容。

因此，联立式 (8) 和式 (9) 可得

若保持过孔高度为 H 不变，过孔的半径增大到原来尺寸的 β 倍时，由过孔产生的寄生电容减小到 C/β。由式 (10) 可知，此时由过孔产生的寄生电感增大到 βL。根据阻抗公式可得

式中: Z via-D 为孔径变化后的过孔阻抗; Z via-S 为变化前的过孔阻抗。

在图 8 增长接地过孔模型的基础上，改变信号过孔的半径，在 0～20 GHz 频带范围内对不同孔径的过孔进行仿真。选取过孔半径尺寸为0. 03、0. 04 和 0. 05 mm。S 参数仿真结果如图10 所示，过孔阻抗 (Z via ) 仿真结果如图 11 所示，图中 t 为测试信号经过过孔的时间。

图 11 不同孔径过孔的阻抗仿真结果

信号在陶瓷外壳的传输过程中，一定会存在一个完整的信号回路，即信号传输线和返回路径平面组成的信号回路。在陶瓷外壳内部存在由大面积金属化构成的返回路径平面，其与过孔和焊盘之间存在寄生电容。构建如图 12 所示的内部有不同返回路径平面层数的陶瓷外壳模型，选用介质为 。

在 0～20 GHz 的频带范围内对不同返回路径平面数量的模型进行仿真，结果如图 13 所示。

根据各个关键结构对传输性能的影响，对某型号 CLGA49 陶瓷外壳中的关键结构进行调整。图14 所示的模型为调整关键结构后的某 CLGA49 陶瓷外壳 20 GHz 传输端模型，其中介质为，介电常数为 9. 8; 微带传输线宽度调整为 0. 2 mm;键合指因外壳本身空间限制和绝缘要求，增大微带传输线宽度为 0. 3 mm; 接地过孔根据仿真结果进行加长调整; 信号过孔半径缩小为 0. 03 mm; 减少了返回路径平面层数，仅保留 3 层。

使用探针台并且配备两组测试频率可达40 GHz的地 － 信号 － 地 (GSG) 高频显微探针进行测试，每对地 － 信号探针之间的间距为 0. 25 mm，而且每根探针的特征阻抗保持在 50 Ω，保证互连阻抗匹配。选用高带宽的同轴连接线，尽可能地降低高频信号在传输过程中的损耗，测试前使用校准件进行校准。选取 9 个外观较好的样品进行测试，图 15 为显微镜下高频探针与待测件测试图。

测试完成后，将测试数据与仿真数据结进行对比，如图 16 所示。图中，红色线条为 S 11 和 S 21 的仿真结果，在 0 ～ 20 GHz 频带范围内，S 21 最低为－0. 799 4 dB，S 11 最高为 －12. 723 5 dB。其余线条分别为 9 个样品的测试结果，在 0～20 GHz 频带范围内，S 21 为 － 0. 898 6 ～ － 0. 939 9 dB，S 11为－10. 863 ～ －12. 285 dB，9 个样品的结果一致性很好。

图 16 某型号 CLGA49 陶瓷外壳产品 20 GHz 传输端仿真与测试结果对比